前文学过了基极偏置，知道了基极偏置取决于基极电阻和集电极电阻，通过基极电阻来控制基极电流，进而控制集电极电流，通过集电极电流和集电极电阻，进而控制了VCE的值，实现了明确的Q点计算。
现在学习发射极偏置，这种电路可以让Q点十分稳定，Q点在负载线几乎不受电流增益所影响，根据名字就知道，这是发射极上有电阻的意思，即发射极的电流控制来实现的电路，基极和地之间电压是VBB，而发射极电压是VBB-VBE，VBE很明显就是发射结的导通电压，也就是势垒电压，所以当VBB大于20倍的VBE，理想化近似才可以准确，不然就采用二阶近似，不然误差会超过百分之五。
这就是发射极偏置的基本电路，经过前文这么多次的学习三极管，我们知道了Q点对于三极管的重要性，所以学习新的三极管电路，首先就是观察Q点。
根据上面的20倍经验法则，上图基极电压是5V，不满足20倍，所以采用二阶近似，二阶近似下三极管的发射结压降是0.7V，所以VE = VBB - VBE = 5V - 0.7V = 4.3V
该电压加载在发射极电阻上，所以根据欧姆定律，就可以算出发射极电流：IE = 4.3V / 2.2K = 1.95mA，得到了发射极电流，根据近似，可以得到集电极电流也等效为1.95mA，进而可以求得VC的值，即VCC在RC的压降，即VC = 13.1V - 1.95mA*1K = 13.1V，也就是集电极到地的电压为13.1V，所以VCE = 13.1V - 4.3V = 8.8V，即集电极到发射极的电压为8.8V，所以得到了Q点，IC=1.95mA，VCE = 8.8V的结果，并且得到了发射极偏置的Q点公式，即VCE = VC - VE，进而画出负载线。
经过上述计算，可以对比之前的基极偏置电路，会发现这里面的计算没有涉及到电流增益β，也就是Q点对电流增益的变化不敏感，因为该电路让基极电流转移到了发射极电流，迫使基极到地的电压等于基极电源电压，而经过发射结的导通压降后的电压加在发射极电阻上，产生固定的发射极电流，又因为三极管特性，所以集电极电流近似等效于发射极电流，因此电流增益几乎影响不到该电路，因为该电路直接控制发射极电流来控制集电极电流，而不是基极偏置电路的那样，需要控制基极电流和电流增益β，两个参数。
不管什么条件下，电流关系总是满足: IE = IC + IB，也可以写成 IE = IC + IC / βdc
根据该方程求解集电极电流，得： IC = （βdc / （βdc + 1））*IE
IE前面相乘的系数叫做修正系数，它表明IC与IE是不同的，当电流增益为100时，修正系数为：
βdc / （βdc + 1） = 100 / （100 + 1） = 0.99，也就是说集电极电流为发射极电流的99％，所以如果忽略修正系数，则可以认为集电极电流等于发射极电流，导致的误差仅仅为1％。
发射极偏置电路里，IC和VCE不受β值影响，所以也称该电路为"与β不相关"的。
学过了基极偏置，发射极偏置也就大同小异，所以接下来直接讲LED驱动部分，通过对比来更清楚的明白发射极偏置和基极偏置的不同（饱和状态和截止状态来回切换的电路一般是基极偏置，工作在有源区的一般是发射极偏置）。
先讨论基极偏置下的LED驱动电路，当基极电流为0的时候，晶体管截止，开关闭合的时候，晶体管进入深度饱和状态（10倍经验法则，看前文C5.2），VCE近乎为零，所以等效为集电极-发射极短路，此时集电极电源电压15V加在1.5k电阻RC和LED上，如果此时忽略LED压降，集电极电流的理想值应该为10mA，但是如果LED压降为2V，则只有13V电压加在1.5k电阻上，所以集电极电流变为了8.67mA，这个电路因为工作在深度饱和状态，所以电流增益并不重要，所以是很好的LED驱动电路，如果要改变LED电流，改变集电极电阻或集电极电源电压即可。
为什么深度饱和状态下，电流增益并不重要？
答：因为深度饱和下，集电极近乎无法收集任何基极的自由电子，所以基极的自由电子再多（发射极电流再多，即电流增益），也无法让集电极电流增加。
发射极偏置下的LED驱动电路则完全不同，当发射极电流为0的时候，晶体管截止，当开关闭合，晶体管进入有源区（基极电压直接导通了发射结，并且形成集电结反偏（二极管导通后压降稳定在2V假设，所以18V在集电极，15V在基极）），理想情况下，发射极电压为15V，电流为10mA，此时LED压降多少对电流没有任何影响，因为发射极电流是根据发射极电阻RE和基极电压决定的，这两项不受LED压降所影响，而且该电路不需要集电极电阻就可以实现。
那为什么常见的三极管驱动LED电路里，都是基极偏置，而非发射极偏置呢？
答：发射极偏置的电流控制机制使其难以进入饱和区（因为基极偏置下，发射极是接地，所以自由电子都在基极积攒，有了集电极双向载流子的机会，而稳定的发射极电流则没有机会），且在有源区工作时，VCE远高于饱和压降（如5V vs. 0.2V），导通功耗 P=IC*VCE，可能高出数十倍，不适用功率开关场景。
NPN开关电路：基极需正电压驱动（如单片机高电平），与数字逻辑兼容，而发射极偏置需稳定基极电压 VB以控制 IE，而开关信号多为脉冲，易造成工作点漂移。
并且由于发射极电阻，引入了负反馈，所以会降低带宽、增加了开关延迟（发射极电阻阻碍电荷注入，导通需快速向基极注入电荷形成 IB，发射极电阻RE增大发射极回路阻抗，减缓了基极电荷积累速度，所以RE延缓导通时的电荷积累与截止时的电流释放，且阻碍深度饱和，导致状态切换缓慢），无法满足高速需求。
带宽是什么？
答：指电路能处理的 信号频率范围**，**例如，音频放大器若带宽为20kHz，意味着它能放大从20Hz到20kHz的声音（人耳范围），超过此频率的信号会被衰减或扭曲，如同水管口径------口径越大（带宽越宽），能同时通过的高低水流（频率）范围越广；窄水管（窄带宽）只能通过平缓水流（低频），激烈水流（高频）会被阻挡。
什么是寄生电容？
答：寄生电容不是故意设计的电容器，而是导体之间因物理结构自然形成的电场耦合，就像两个靠近的金属片（如PCB走线、芯片引脚）之间会偷偷储存电荷，即使它们没有直接连接，这种电容无处不在：导线之间、元件引脚间、芯片内部布线间，甚至元件与接地平面之间都会产生。
在三极管和二极管来看，寄生电容分为两种，一种是当PN结加反向偏压时，耗尽层（空间电荷区）变宽，存储电荷量随电压变化而改变，等效为电容，第二种是PN结正向偏置时，非平衡少子在扩散区累积形成的电容效应。
寄生电容带来的影响有哪些？
答：1.当高速信号通过存在寄生电容的路径（如过孔、测试点）时，电容会像"小电池"一样先充电再放电，充电瞬间会"吸走"部分电流，导致信号电压短暂下跌（称为"下冲"）；放电时又释放电荷，干扰后续信号，结果就是信号波形出现凹陷或振铃（振荡）
2.电容充放电需要时间，相当于给信号"踩刹车"，例如芯片引脚间的寄生电容会延缓信号从低到高的跳变速度，导致数字信号反应变慢。
3.充放电过程本质是电能与电场能的反复转换，部分能量会以热量形式耗散，降低系统效率
典型的案例就是米勒效应：在三极管或MOS管中， 输入-输出端之间的寄生电容会被放大，当输出端电压快速变化时，通过该电容的位移电流会反馈到输入端，干扰控制信号，这就像"回声效应"------输出动作越大，对输入的干扰越强，导致开关延迟甚至误触发。
米勒效应的物理本质是是什么？
答：米勒效应是指结电容在开关瞬态过程中产生的电荷存储与释放现象，就是寄生电容影响的一种定义，所以发射极偏置的电路情况下，发射极电流影响集电极电流，进而影响VCE，所以寄生电容的存在，除了本身集电结的寄生电容阻碍了集电极瞬间收集电子，再加上发射结的寄生电容和发射极电阻，阻碍了发射极瞬间注入基极电子，进而延缓了VCE的增加，也就延缓了开关LED的速度，而基极偏置的电路则少了发射极寄生电容和发射极电阻的阻碍，自然导通速度就快了很多。
注：以上仅个人观点，如有错误，恳请批评指正