要想保证电参量的测量精度，采样算法的优化固然重要，但更依赖硬件电路的线性度与抑制干扰的能力。软件算法仅能起到误差补偿与修正的辅助作用，倘若硬件前端本身存在噪声偏大、基准漂移、信号波形失真等固有缺陷，仅依靠软件处理很难从根本上保证测量精度。基于此，本节重点阐述电参量测量精度保障过程中的各项硬件设计注意要点。
4.1 电源设计
电源噪声是前端调理电路的主要干扰来源，对于运放来说，电源上的轻微抖动都可能会转化成信号的波动。而采集设备一般采用的开关电源，若其直接为模拟电路供电，其高频开关特性会严重污染微弱的工频采样信号。
因此，硬件设计优先采用"数字开关电源+模拟低噪声LDO独立供电"的分级架构，实现模拟电路与数字电路供电相互隔离。采样前端调理电路由低噪声LDO单独供电，芯片供电引脚就近并联0.1 μF高频陶瓷去耦电容，用来抑制高频尖峰噪声。
在硬件条件受限、无法做到电源完全独立的场景下，数字电源DVcc与模拟电源AVcc之间必须借助磁珠这类磁性器件做高频噪声隔离，阻断数字侧高频扰动向模拟供电回路耦合传导。工程上常见有三种隔离方案，如下：
方案一：DVcc、Avcc单点并联，由同一路 DC/DC电源同时给数字、模拟电路供电。
若DC/DC电源本身输出性能优异，瞬态响应好，数字负载带来的电压波动可以被电源环路与输出电容充分吸收，从而母线电压波动被抑制，此时数字电路对模拟电源的影响可以做到近似忽略。
方案二：DVcc、AVcc 串联，AVcc 位于 DVcc 前端。主电源优先供给模拟侧 AVcc，再从 AVcc 后端取电供给数字电路 DVcc。
模拟电源作为前级，数字负载的动态电流从后端引出，数字侧的电流波动不会反向窜入模拟供电主干路，可在一定程度上阻断数字噪声向模拟电路传导。
方案三：DVcc、AVcc串联，DVcc 位于AVcc前端。主电源先供给数字部分，再由 DVcc 向后输出，供给模拟电路 AVcc。
数字电路工作时产生的动态电流、高频噪声会全部流经模拟电源支路，数字负载的电流波动直接带入模拟供电，模拟电源极易受数字噪声污染。
上述方案一、二、三均属于共电源架构，从对采样精度角度看，方案一优于方案二，方案二优于方案三。
4.2 电压基准电路设计（TL431/TLV431 ）
基准源的稳定度、噪声水平和温度特性，会直接影响整套采样系统的测量精度。基准电压一旦发生波动或漂移，所有电参量测量结果均会随之出现误差。在调试过程中，如果观测到全部采样通道的测量值出现同步、相似的波动现象，应当优先排查基准源工作是否异常。
TL431 与 TLV431 均为三端并联型可调基准源，广泛用于电力采样设备为 ADC 提供基准电压。TL431内部固有参考电压为2.5 V，输出可在2.5V‑36V范围内调节，器件通用性强、成本低，工业设备中使用非常普遍。
TLV431为低压型精密并联基准，内部参考电压为 1.24 V，输出调节范围 1.24V‑6V，最小阴极工作电流仅 80 μA，对供电功耗要求更低。
相比TL431，TLV431 具备更好的初始精度、更低温漂以及更低输出噪声，动态输出阻抗更小，电压稳定度更高。
两款器件电路接法大体一致，设计时必须注意如下两点：
- 都必须配置合适的阴极限流电阻，保证阴极工作电流大于器件最小工作电流。即流过限流电阻的电流应大于负荷电流与期间最小工作电流之和。
- 需要注意器件的稳定性边界条件，并联电容需要落在稳定工作区。
TL431 内部是一套高增益负反馈误差放大器，在阴极‑阳极两端直接并联电容后，会改变闭环环路的频域特性，极易出现相位裕度不足，进而引发自激振荡。要想滤波降噪，可采用 RC 滤波方式，串联数百欧姆电阻后再接电容，破坏振荡条件。
4.3 互感器的线性度优化
互感器作为电力采样的第一道变换环节，其线性性能直接决定原始波形的保真效果。电压、电流互感器均属于电磁式互感器，等效电路如下图所示。
电磁式互感器的非线性误差主要来源于励磁电感Lm。励磁电感两端电压越高，励磁电流越大，非线性失真也就越明显。因此提升电磁互感器线性度的一个重要思路，就是降低互感器二次侧输出电压，间接降低励磁电感上的分压，以此改善整体线性度。
除此之外也可以选用零磁通互感器，依靠额外的闭环补偿绕组主动抵消铁芯内部的励磁磁通，使铁芯工作点维持在零磁通状态，从根源消除铁芯磁化带来的非线性。但零磁通互感器成本远高于普通电磁式互感器，受硬件成本约束，若无高精度强制需求，一般不优先选用。
建议按以下方式使用常规互感器：采样电阻 R1 与运放 U9 构成信号调理电路，将互感器输出信号抬升至 1.25 V 的直流偏置电平上。利用运放的虚短特性，使互感器次级输出电压被强制钳位至近似为零，从而最大程度地减小磁芯非线性带来的影响，提高测量精度。
需要注意的是REF_1.25V处是有电流流过的，因此需要注意基准电源（REF_1.25V）的驱动能力。