1 介绍
1.1 电能处理简介
电力电子学研究的是利用电子器件对电能进行处理。其关键单元是开关变换器，如图 1.1 所示。一般来说，开关变换器包含一个功率输入端口、一个控制输入端口和一个功率输出端口。原始输入功率按照控制输入所规定的方式被处理，从而得到符合要求的输出功率。它可以实现若干基本功能中的一种。
在 dc-dc 变换器 中，直流输入电压被转换成幅值更大或更小的直流输出电压，输出还可能具有相反极性，或者输入与输出地之间实现隔离。
在 ac-dc 整流器 中，交流输入电压被整流，产生直流输出电压，同时可以对直流输出电压和/或交流输入电流波形进行控制。
其逆过程 dc-ac 逆变 ，是把直流输入电压变换为幅值和频率都可控的交流输出电压。
ac-ac 交交变换 则是将交流输入电压变换为幅值和频率可控的交流输出电压。
控制几乎总是必需的。通常都希望在输入电压和负载电流变化的情况下，仍然能够得到稳定调节的输出电压。正如图 1.2 所示，控制器模块是任何电能处理系统的一个组成部分。
在任何电能处理应用中，高效率都是至关重要的。其首要原因通常并不是为了节省电费，也不是为了节约能源，尽管这些目的本身十分高尚。更根本的原因是：如果变换器效率很低，而输出功率又较大，那么这种变换器在工程上往往是不可实现的。
设变换器输出功率为 P o u t P_{out} Pout，输入功率为 P i n P_{in} Pin，则其效率为
η = P o u t P i n \eta=\frac{P_{out}}{P_{in}} η=PinPout
式（1.1）
变换器中的损耗功率为
P l o s s = P i n − P o u t P_{loss}=P_{in}-P_{out} Ploss=Pin−Pout
将其与输出功率联系起来，可得
Q = P o u t P l o s s = η 1 − η Q=\frac{P_{out}}{P_{loss}}=\frac{\eta}{1-\eta} Q=PlossPout=1−ηη
式（1.2）
图 1.3 给出了式（1.2）的曲线。量 Q = P o u t / P l o s s Q=P_{out}/P_{loss} Q=Pout/Ploss 是衡量功率变换器优劣的一个基本指标。损耗功率 P l o s s P_{loss} Ploss 会在变换器电路元件中转化为热量，必须由冷却系统带走。在大多数应用中，最大输出功率受限于冷却系统移除这些热量的能力，因此也就限制了允许的最大输出功率。若损耗功率很大，就需要体积庞大且昂贵的冷却系统，变换器内部元件可能工作在较高温度下，系统可靠性也会下降。事实上，在高输出功率下，采用某种既定冷却技术时，甚至可能根本无法对变换器元件进行充分冷却。
提高效率是获得更高输出功率的关键。例如，当变换器效率为 90% 时，变换器损耗功率仅为输出功率的 11%，并且 P o u t / P l o s s = 9 P_{out}/P_{loss}=9 Pout/Ploss=9。对于给定尺寸和技术水平的冷却系统，其所能处理的 P l o s s P_{loss} Ploss 存在上限。在这一最大损耗下，最大输出功率将按图 1.3 所示取决于 Q Q Q 和效率。可以看出，提高效率就能提高输出功率。因此， Q Q Q（以及较间接意义上的效率 η \eta η）是衡量某种变换器技术成功与否的一个重要指标。
图 1.4 描绘了一种能够处理大量功率、且具有很高 Q Q Q 值的变换器。由于损耗很小，变换器元件可以高密度封装，并只需要较小的冷却系统，从而实现体积小、重量轻、温升低的变换器。
图 1.5 给出了电路设计者可用的各种常规电路元件。它们大体可分为以下几类：
- 电阻性元件
- 电容性元件
- 磁性器件，包括电感和变压器
- 工作在线性模式下的半导体器件（例如 A 类或 B 类放大器）
- 工作在开关模式下的半导体器件（例如逻辑器件中工作在全导通或全关断状态的晶体管）
在传统信号处理应用中，效率通常不是首要关注点，因此磁性器件通常尽量避免使用，因为它们体积较大，且难以集成到集成电路中。相反，在开关变换器中，电容和磁性器件却是重要元件，因为在理想情况下它们不消耗功率。真正要避免的是电阻元件以及线性模式半导体器件。与此同时，也采用开关模式半导体器件：当半导体器件处于关断状态时，其电流为零，因此功耗为零；当其处于导通（饱和）状态时，其压降很小，因此功耗也很小。无论哪种状态，器件耗散功率都很低。因此，电容、电感以及开关模式半导体器件都可以用来构造高效率变换器。
下面考虑如何构造图 1.6 所示的简单 dc-dc 变换器示例。输入电压 V g V_g Vg 为 100 V，希望向一个等效 5 Ω \Omega Ω 的负载提供 50 V 电压，使直流负载电流为 10 A。
基础电路教材通常会给出一种低效率实现方法，即图 1.7(a) 所示的分压电路。此时 dc-dc 变换器只是一个可变电阻，通过调节其阻值来获得所需输出电压，负载电流流经该可变电阻。在给定电压和电流水平下，可变电阻上耗散的功率 P l o s s P_{loss} Ploss 等于负载功率 P o u t = 500 W P_{out}=500\text{ W} Pout=500 W，而电源 V g V_g Vg 提供的输入功率 P i n = 1000 W P_{in}=1000\text{ W} Pin=1000 W。图 1.7(b) 所示是更实际的一种实现，即线性串联调整器。图 1.7(a) 中的可变电阻被一个线性模式功率晶体管所替代，通过反馈系统控制其基极电流，使输出电压达到所需值。图 1.7(b) 中线性模式晶体管的耗散功率，大致等于图 1.7(a) 中可变电阻损失的 500 W。串联型线性稳压器在现代应用中通常只适用于几瓦以内的低功率场合。
图 1.8 给出了另一种方法。将一个单刀双掷（SPDT）开关按图所示方式接入。开关输出电压 v s ( t ) v_s(t) vs(t) 在开关处于位置 1 时等于输入电压 V g V_g Vg，在位置 2 时等于零。开关位置按图 1.9 所示周期性变化，因此 v s ( t ) v_s(t) vs(t) 成为一个频率为 f s f_s fs、周期为 T s = 1 / f s T_s=1/f_s Ts=1/fs 的矩形波。占空比 D D D 定义为开关处于位置 1 的时间所占比例，因此 0 ≤ D ≤ 1 0\le D\le 1 0≤D≤1。实际中，这个 SPDT 开关由开关模式半导体器件实现，并通过控制使其达到 SPDT 开关功能。
该开关改变了电压的直流分量。由傅里叶分析可知，周期波形的直流分量等于其平均值。因此， v s ( t ) v_s(t) vs(t) 的直流分量为
V s = 1 T s ∫ 0 T s v s ( t ) d t = D V g V_s=\frac{1}{T_s}\int_0^{T_s} v_s(t)\,dt = D V_g Vs=Ts1∫0Tsvs(t)dt=DVg
式（1.3）
因此，开关以等于占空比 D D D 的比例改变直流电压。若要将输入电压 V g = 100 V V_g=100\text{ V} Vg=100 V 变换为所需输出电压 V = 50 V V=50\text{ V} V=50 V，则所需占空比为 D = 0.5 D=0.5 D=0.5。
再次注意，理想情况下开关耗散的功率为零。开关闭合时，其端电压为零，因此功耗为零；开关断开时，电流为零，因此功耗同样为零。由此我们实现了直流电压分量的变换，同时使用的是理想无损器件。
除了所需的直流分量 V s V_s Vs 之外，开关输出电压波形 v s ( t ) v_s(t) vs(t) 还包含不希望出现的开关频率及其谐波分量。在大多数应用中，必须将这些谐波滤除，使输出电压 v ( t ) v(t) v(t) 基本等于直流分量 V = V s V=V_s V=Vs。为此可以采用低通滤波器。图 1.10 示出了加入一个单节 L-C 低通滤波器的情形。如果滤波器截止频率 f 0 f_0 f0 远低于开关频率 f s f_s fs，则滤波器基本只通过 v s ( t ) v_s(t) vs(t) 的直流分量。只要开关、电感和电容元件足够接近理想状态，这种 dc-dc 变换器的效率就可以逼近 100%。
在图 1.11 中，又引入了一个用于调节输出电压的控制系统。由于输出电压是开关占空比的函数，因此可以构造一个控制系统，通过调节占空比使输出电压跟随给定参考值。图 1.11 同时说明了 SPDT 开关如何通过开关模式半导体器件来实现。由图 1.8、图 1.9、图 1.10 和图 1.11 发展出的这种变换器功率级称为 Buck 变换器，因为它降低了直流电压。
还可以构造执行其他电能处理功能的变换器。例如，图 1.12 给出了所谓 Boost 变换器 的电路，其中电感和 SPDT 开关的位置进行了互换。该变换器能够产生幅值高于输入电压的输出电压。一般而言，利用嵌入无源储能元件网络中的开关器件，可以把任意给定输入电压变换为所需输出电压。
图 1.13(a) 给出了一个简单的 dc-单相 ac 逆变器电路。图 1.13(b) 表明，开关占空比按正弦规律调制，于是开关输出电压 v s ( t ) v_s(t) vs(t) 中包含一个低频正弦分量。L-C 滤波器的截止频率 f 0 f_0 f0 被选择为能够通过 v s ( t ) v_s(t) vs(t) 中所需的低频分量，同时衰减高频开关谐波。控制器对占空比进行调制，从而获得期望的输出频率和输出电压幅值。
图号保留：
图 1.1 开关变换器：一个基本的电能处理模块
图 1.2 通常需要控制器
图 1.3 变换器功率损耗与效率的关系
图 1.4 当前技术的目标是构造体积小、重量轻且在高效率下处理大功率的变换器
图 1.5 电路设计者可用的器件
图 1.6 一个简单的电能处理示例：500 W dc-dc 变换器的构造
图 1.7 通过耗散方式改变直流电压：(a) 分压器，(b) 串联型线性调整器
图 1.8 插入 SPDT 开关以改变电压的直流分量
图 1.9 开关输出电压波形 v s ( t ) v_s(t) vs(t)
图 1.10 加入 L-C 低通滤波器，用于滤除开关谐波
图 1.11 加入控制系统以调节输出电压
图 1.12 Boost 变换器：(a) 理想电路，(b) 输出电压 V V V 随晶体管占空比 D D D 的变化
图 1.13 桥式 dc-单相 ac 逆变器：(a) 理想逆变器电路，(b) 典型 PWM 开关电压波形 v s ( t ) v_s(t) vs(t) 及其低频分量
1.2 电力电子学的若干应用
高效率开关变换器所涉及的功率等级范围非常广：
- 在电池供电的便携设备内部，dc-dc 变换器功率可低于 1 W；
- 在计算机和办公设备电源中，功率可达到几十瓦、几百瓦甚至上千瓦；
- 在可调速电机驱动中，功率可达到千瓦至兆瓦级；
- 在把直流输电线路与交流公用电网接口起来的整流器和逆变器中，功率约可达到 1000 MW。
本节给出了若干应用中的变换器系统示意。
图 1.14 给出了笔记本电脑的电源系统。锂电池为系统供电，若干 dc-dc 变换器将电池电压转换为负载所需的不同电压。Buck 变换器产生微处理器所需的低压直流；Boost 变换器将电池电压升高到磁盘驱动器所需的电平；逆变器产生高压高频交流，为显示背光灯供电；具有变压器隔离的充电器将交流市电变换为直流以给电池充电。其开关频率通常在几百千赫附近，这会显著减小无源储能元件的体积和重量。系统还采用电源管理技术，用于控制睡眠模式，从而降低功耗并延长电池寿命。
在分布式供电系统中，计算机背板上会存在一个中间直流母线电压。每块印制电路板上都集成了高密度 dc-dc 变换器，用于在本地产生受控的低电压。电力电子的商业应用包括：计算机、办公设备和实验室设备的离线电源系统，不间断交流电源，以及气体放电照明用电子镇流器。
图 1.15 给出了近地轨道航天器的电源系统。太阳能电池阵列产生主电源母线电压 V b u s V_{bus} Vbus。DC-DC 变换器把 V b u s V_{bus} Vbus 转换为航天器各负载所需的稳压电压。电池充放电控制器把主电源母线与电池连接起来，这些控制器中也可能包含 dc-dc 变换器。电力电子在航空航天中的应用包括飞机、航天器以及其他航空航天飞行器的供电系统。
图 1.16 给出了电动汽车的电力与驱动系统。电池由一个变换器充电，该变换器从单相或三相交流电网吸收高功率因数的正弦电流。电池为可变速交流电机提供能量以驱动车辆。交流电机的转速通过改变其电气输入频率来控制。逆变器产生频率和幅值都可变的三相交流输出电压，以控制交流电机及车辆速度。dc-dc 变换器将电池电压降为系统电子设备所需的较低直流电压等级。电机驱动的应用包括：工业过程中的压缩机、风机和泵类调速；交通运输中的电动汽车、地铁和机车；以及计算机外设和工业机器人等领域中的运动控制。
电力电子还广泛应用于其他行业，包括：直流电源、不间断电源、便携式电子设备、电动汽车和通信行业用电池充电器；风能和光伏等可再生能源发电中的逆变系统；以及公用电力系统中的高压直流输电和静止无功补偿器等。
图号保留：
图 1.14 笔记本电脑电源系统
图 1.15 近地轨道航天器电源系统
图 1.16 电动汽车的电力与驱动系统
1.3 电力电子学的组成要素
电力电子之所以有趣，其中一个原因在于它融合了多个领域的概念，包括：
- 模拟电路
- 电子器件
- 控制系统
- 电力系统
- 磁学
- 电机
- 数值仿真
因此，从事电力电子工作需要较广泛的电气工程背景。此外，电力电子领域还包含若干自身独有的基本概念，需要专门学习。
高频开关的存在使得开关模式变换器的理解并不直观。因此，变换器建模 是电力电子研究的核心内容之一。正如式 (1.3) 所引入的思想那样，周期波形的直流分量等于其平均值。这个思想可以推广，用平均化方法预测所有变换器波形中的直流分量。本书第一部分将推导稳态运行变换器的平均等效电路模型。这些模型不仅能够预测开关变换器的基本理想行为，还能描述效率与损耗。同时，也将讨论利用功率半导体器件实现开关元件的方法。
变换器控制系统的设计需要依赖于变换器动态模型。在本书第二部分中，平均化技术被扩展，用于描述变换器波形中的低频变化。将建立小信号等效电路模型，以预测控制到输出传递函数、线路扰动到输出传递函数，以及其他感兴趣的交流量。这些模型随后将用于设计变换器控制系统，并帮助理解众所周知的电流型控制技术。
磁性元件是任何开关变换器中的关键组成部分。设计具有高效率、小体积、小重量的大功率高频磁性器件，是多数变换器技术的核心。本书第三部分将讨论高频功率磁件设计。
更高级的控制、面向设计的分析方法以及仿真，是本书第四部分的主题。反馈定理、附加元件定理和 n-附加元件定理，都是基于"双零注入"思想的面向设计分析技术，它们能够为复杂系统提供解析解并支撑设计。这些技术将被应用于变换器控制系统、内部谐振阻尼、输入滤波器设计，以及峰值电流模式和平均电流模式控制分析。书中还将发展平均开关建模方法，并利用它对不连续导通模式下的变换器动态建模，以及进行基于 SPICE 的平均模型仿真。还将基于变换器采样数据建模思想研究高频变换器动态，这能够解释在接近开关频率一半时，不连续导通模式变换器和电流型控制变换器所表现出的实际现象。数字控制如今已在多种变换器应用中得到实现，因此书中还将对模数转换器、数字 PWM 调制器以及数字补偿器进行建模和讨论。
整流器谐波对交流电力系统造成污染已是公认问题。因此，许多现代变换器系统都采用低谐波整流器，它们从公用电网吸收正弦电流。这类现代整流器比传统二极管整流桥复杂得多；它们可能包含高频开关变换器，并配备控制系统以调节交流输入电流波形。现代整流器技术将在本书第五部分中讨论。
谐振变换器采用准正弦波形，而不像图 1.9 中 Buck 变换器那样采用矩形波形。这类谐振变换器适用于需要高频逆变器和高频变换器的场合。谐振变换器将在本书第六部分中建模分析，并讨论其损耗机理，包括零电压开关 和零电流开关过程。
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