----翻译自Ahmed Galib Reza等人的文章
摘要
我们通过实验在 O 波段实现了112.5 Gbit/s脉冲幅度调制（PAM）信号的下行传输，面向未来时分复用长距无源光网络（LR-PON）。本工作首次在100 G级商用PON的远端节点（RN）中采用商用量子阱半导体光放大器（QW-SOA），以扩展光线路终端（OLT）与光网络单元（ONU）之间的传输距离。此外，我们讨论了QW-SOA在放大均匀概率整形（PS）连续模式下行PAM信号（如PAM-4、PAM-8及PS-PAM-8）时的性能，并探讨了其在下行突发模式操作中的潜在应用。考虑到硬判决低密度奇偶校验（HD-LDPC）的误码率限制为1×10−2，在 50 km 单模光纤上，经截断T型空间非线性均衡器处理后的112.5 Gbit/s SOA放大传输中，PAM-4和PS-PAM-8信号分别实现了32.85 dB和31.3 dB的光功率预算，满足PON所需的31 dB N2级功率预算要求。据我们所知，这是在50 km光传输距离下，100 G 级LR-PON中采用商用QW-SOA所报道的最高功率预算。
关键词：强度调制与直接检测；无源光网络；脉冲幅度调制；半导体光放大器；概率整形
被动光网络（PON）是一项关键的使能技术，它能以较低成本为终端用户高效提供高速宽带接入服务。由于社交网络、物联网（IoT）、人工智能（AI）、4K/8K视频流等最前沿的颠覆性技术和服务的迅速普及，当前的PON技术和架构在力求以低延迟和低成本支持前所未有的容量需求增长之际，正面临着新的挑战。
目前，25G无源光网络（PON）正在部署中，其利用标准的时分复用（TDM）技术在O波段提供对称的25 Gbit/s比特率，通过高发射功率满足1级功率预算要求（29 dB）。预计到2025年可实现商用的50G PON或更高速PON（HSP），仍将使用脉冲幅度调制-2（PAM-2）、高发射功率以及强度调制和直接检测（IM/DD）技术，以降低整体系统成本和复杂度。与此同时，国际电信联盟电信标准化部门（ITU-T）和电气与电子工程师协会（IEEE）等标准化组织，目前正在探索一种能与传统PON共存，并能提供更高带宽和速度的、具有成本效益的100G PON或甚高速PON（VHSP）方案，以为下一代新兴技术和服务提供支持。由于PON市场对成本极为敏感，更高阶的调制格式，如PAM-4和PAM-8，可以成为在不要求高带宽组件或转向相干传输的情况下，提升IM/DD PON整体系统容量的合适选择。对于高速PON而言，1310 nm传输窗口是更好的选择，因为其在O波段的色散几乎为零。虽然与C波段相比，其衰减系数相对较高，但可以通过向光纤注入更高发射功率和/或使用半导体光放大器（SOA）进行光放大来缓解，半导体光放大器具有增益带宽宽、尺寸紧凑、成本低以及单片或混合集成潜力等优点。众所周知，采用高发射功率和SOA放大的系统通常分别受限于光纤和SOA引起的非线性效应，如自相位调制、受激布里渊散射（SBS）、受激拉曼散射（SRS）、偏振敏感、信道间串扰和增益饱和模式效应。此外，多电平信号更容易受到线性和非线性信号失真的影响，并且需要更高的信噪比（SNR）。然而，数字信号处理（DSP）技术的最新进展现在可以减轻这些失真，并提高IM/DD PON的容量和覆盖范围。各种类型的DSP技术经过广泛研究和验证有效，如前馈均衡器（FFE）、沃尔泰拉非线性均衡器（VNLE）、判决反馈均衡器（DFE）、机器学习（ML）等。另一种称为概率整形（PS）的DSP技术，对非线性效应表现出很强的抗性，最近被认为可用于采用如PAM-8、PAM-16等光谱高效调制格式的系统中。
在这方面，100G PON在O波段可能基于PAM-4技术，向光纤注入高发射功率，并使用光放大器以满足1级损耗预算。最近，一种名为长距无源光网络（LR - PON）的新型PON架构越来越受到关注，它将传统PON典型的20 km光传输距离扩展到了100 km。LR - PON的主要优势包括：结合了城域和核心接入网络、覆盖范围更广、整合了中心局（CO），从而可以减少网络中中心局的总数、降低资本支出和运营支出（CAPEX/OPEX）等。通过采用相干技术，可以实现具有大分光比的高速LR - PON；然而，这将使标准PON的成本、复杂度和功耗超过当前可接受的水平。利用IM/DD技术，下一代LR - PON的合理目标可能是以1级功耗预算支持至少100 Gbit/s的净数据速率。
为实现高速长距无源光网络（LR - PON），已提出了多种复用技术，如时分复用（TDM）、正交频分复用（OFDM）和波分复用（WDM）。例如，有报道称，在C波段，使用直接调制激光器（DML）和半导体光放大器（SOA），在29.3 dB的功率预算下，通过100 Gbit/s λ线性及启用数字信号处理（DSP）的PAM - 4信号传输，在50 km距离上实现传输；在C波段，使用IQ马赫-曾德尔调制器（MZM）进行色散预补偿并结合非线性DSP技术，在29 dB的功率预算下，实现了100 Gbit/s PAM - 4信号在超过100 km距离上的传输；使用损耗预算为28 dB的掺铒光纤放大器（EDFA），实现了50 Gbit/s OFDM信号的传输。在波长管理方面，TDM和OFDM是最简单的复用技术。然而，它们在下游方向上在单个波长上广播高速复用数据，并且每个光网络单元（ONU）需要处理整个数据流，以传输/接收聚合数据的一部分。与TDM - PON和OFDM - PON不同，在WDM - PON中，ONU可以配备低带宽收发器，因为它无需处理所有复用数据。然而，WDM - PON会产生非常大的被动光损耗，并且利用WDM技术实现具有大分光比的LR - PON可能颇具挑战性。此外，国际电信联盟电信标准化部门（ITU - T）已选择TDM技术用于50G PON，该技术在单个信道上提供50 Gbit/s的数据速率。在这方面，下一代100G LR - PON可以在长距离上针对单个波长的上行和下行速率达到100 Gbit/s，同时融入TDM技术。
本文中，我们提出了一种利用1310 nm低色散传输窗口进行长距离数据传输，并在无源光网络（PON）的远程节点（RN）借助半导体光放大器（SOA）克服高传输损耗的LR - PON新架构设计概念，这也有可能增加网络中支持的用户数量。此前已有提议在10G PON中使用光放大远程节点，以克服网络中的传输损耗和被动损耗。PON远程节点中的SOA可以通过突发模式光放大来实现，或者作为PON扩展盒，这有可能降低PON的成本和功耗。最近，有研究使用SOA放大的远程节点演示了2×53 Gbit/s直接检测波分复用（DWDM）PAM - 4传输。PON对功率预算有严格要求，这对于以100 Gbit/s或更高数据速率运行的强度调制/直接检测（IM/DD）系统来说极具挑战性。此外，携带多电平信号的SOA放大高速PON的性能会受到SOA引起的放大自发辐射（ASE）噪声和非线性的严重影响，如模式效应。我们首次利用高发射功率和SOA放大远程节点，在下一代100G级LR - TDM - PON中，实验演示了在O波段单模光纤（SMF）上50 km距离内单信道112.5 Gbit/s PAM信号的下游传输。考虑到带宽限制和SOA引起的非线性，我们研究了在SOA放大LR - PON中更高阶调制格式（如PAM-4、PAM-8和PS-PAM-8）以及低复杂度数字信号处理（DSP）技术（如T间隔前馈均衡器和截断二阶沃尔泰拉非线性均衡器）的可能实现方案，以减轻线性和非线性信号失真。在沃尔泰拉非线性均衡器之后，PAM-4和PS-PAM-8在误码率（BER）阈值为1×10-2时，可分别达到32.85 dB和31.3 dB的功率预算，满足NG-PON中定义的N2级31 dB功率预算要求。据我们所知，这是商用量子阱（QW）SOA放大100G级LR-PON在50 km光传输距离上实现的最高功率预算。
下一代长距无源光网络
图1展示了下一代长距无源光网络（LR-PON）的概念设计。所提出的架构利用光信号放大机制，在O波段下一代LR-PON的远程节点（RN）中放置一个半导体光放大器（SOA），以克服50-100公里长馈线光纤（FF）的传输损耗，并实现时分复用（TDM）信号的广播，其光功率水平足以通过分配光纤（DFs）向网络中的所有连接用户可靠地传输100G信号。通常在网络中放置一个无源分路器，以在无源光网络中广播光信号。在远程节点中使用SOA可能会增加无源光网络的总损耗预算，总损耗预算可通过将馈线（从光线路终端（OLT）到远程节点的光损耗）和接入预算（从远程节点到光网络单元（ONU）的光功率损耗）相结合来计算。据我们所知，这种采用SOA放大的LR-PON的性能此前从未被研究过，需要关注一些可能限制其性能的主要因素，例如光纤和半导体光放大器引起的非线性失真（受带宽限制）、放大自发辐射噪声、光电探测器（PD）灵敏度等。
长距无源光网络（LR - PON）的实验设置如图2所示。为实现下一代LR - PON，在O波段50公里单模光纤（SMF）上演示了商用量子阱半导体光放大器（QW - SOA）放大的约112.5 Gbit/s的PAM - 4、PAM - 8和概率整形PAM - 8（PS - PAM - 8）信号传输。在发射端的离线数字信号处理（DSP）模块中，灰度编码的PAM - 4和PAM - 8符号在MATLAB中生成，序列长度为216个符号，服从均匀分布。对于PS - PAM - 8符号的生成（图2(a)），均匀分布的二进制数据分为两部分：总二进制数据的前三分之二根据预定义的熵，使用基于成本最小化分布匹配器（CMDM）算法的查找表映射到麦克斯韦-玻尔兹曼（MB）分布的无符号PAM - 8电平。在使用二进制反射格雷码（BRGC）进行二进制标签标记后，剩余三分之一的二进制数据固定为二进制标签的符号位。最后，在比特到符号（B2S）映射后生成PS - PAM - 8。值得一提的是，均匀分布的二进制信号数据的一部分可以用前向纠错（FEC）奇偶校验位替换，而无需改变PS - PAM - 8符号的概率分布。
为了保持约112.5 Gbit/s的可比数据速率，PAM-4、PAM-8和PS-PAM-8调制的符号率分别设置为56.25 GBaud、37.5 GBaud和42 GBaud。数字PAM-4、PAM-8和PS-PAM-8符号分别上采样4倍、6倍和5倍，并使用滚降因子为0.1的根升余弦（RRC）滤波器进行脉冲整形。为了减少调制器非线性的影响，对数字数据应用了弧弦预失真技术，使PAM符号电平在调制时等距。现在，数字PAM信号被加载到任意波形发生器（AWG）上，对于PAM-4和PAM-8信号，AWG以225 GSa/s运行，对于PS-PAM-8信号，则以210 GSa/s运行。AWG的模拟带宽为70 GHz。一般来说，随着调制阶数的增加，需要更大的峰峰值电压（Vpp）摆幅，否则可能导致更高的非线性信号失真和误码率（BER）。对于PAM-4和PS-PAM-8信号，AWG输出的Vpp优化为260 mV，对于PAM-8信号则为300 mV，该信号通过带宽为55 GHz的射频放大器进行放大。射频放大器提供23 dB的增益，3 dB增益压缩（P3dB）出现在19 dBm。放大后的电信号驱动基于铌酸锂（LiNbO3）的商用马赫-曾德尔调制器（MZM），该调制器在正交点偏置。MZM的电光（E-O）S21响应曲线显示，由于其缓慢的滚降因子，它可以提供30 GHz的3 dB调制带宽，由于带宽限制，其6 dB带宽可达40 GHz。在实验中，高功率分布式反馈（DFB）激光器作为光载波，在1310 nm波长下发射光，偏置电流为325 mA时，光输出功率为16 dBm。调制后，光功率为8.5 dBm的约112.5 Gbit/s PAM信号直接发射到单模光纤（SMF）中，用于50 km距离上的背靠背（BtB）系统特性和传输实验。
经过50公里馈线光纤传输后，在远程节点中放置半导体光放大器（SOA）对接收信号进行放大，以补偿传输损耗并改善功率预算。对于背靠背传输情况，在SOA之前，系统中放置了一个可变光衰减器（VOA），以改变输入到SOA的功率。为了模拟典型时分复用无源光网络（TDM - PON）系统的分光损耗，并调整接收光功率（ROP），光放大信号在由70 GHz带宽光电探测器（PD）直接检测之前，由VOA进行衰减。如图2所示，接收光功率始终在光电探测器输入端测量。检测后，信号由增益为23 dB的55 GHz射频放大器放大，并使用以256 GSa/s运行的实时示波器（RTO）进行捕获，以便通过离线信号处理恢复信号。在接收端数字信号处理（DSP）中，使用根升余弦（RRC）滤波器对捕获信号进行匹配滤波，重采样为每个符号1个样本，进行时序对齐，并分别使用32抽头前馈均衡器（FFE）和截断沃尔泰拉非线性均衡器（VNLE）进行均衡以作比较，其中考虑了32个线性抽头和十个非线性抽头，最多对三个邻居进行残余非线性补偿。均衡后，对信号进行解调，并通过计数测量误码率（BER）性能。
实验结果
图3(a)展示了商用InP/InGaAsP多量子阱（MQW）层半导体光放大器（SOA）的增益曲线与输入到SOA的输入功率（Pin）之间的关系，偏置电流分别为125 mA、175 mA和225 mA。无论偏置电流如何，我们都可以看到，随着输入功率的增加，SOA增益持续下降。我们发现，在3 dB压缩点（此时SOA增益从未饱和点下降3 dB）处的SOA输入信号功率可以在-12 dBm至-10 dBm之间变化，具体取决于SOA偏置电流。如果我们从P3dB点向右移动，SOA输入信号超过P3dB（Pin>P3dB），这可能会使SOA饱和。在增益饱和区，由于SOA有源区中载流子寿命的原因，SOA会表现出模式效应。在低输入功率（Pin=−19dBm≪P3dB）下，SOA进入未饱和区，对于125 mA、175 mA和225 mA的偏置电流，分别可提供约20.3 dB、23.5 dB和25.3 dB的更大增益。在此区域，由于放大过程中自发辐射 - 自发拍频噪声占主导地位，SOA表现出更高的噪声系数（NF）。因此，SOA引起的放大自发辐射噪声主要决定了信号质量。
图3(b)展示了半导体光放大器（SOA）的增益与偏置电流的函数关系。图中，SOA输入信号功率固定为-10 dBm。可以发现，通过简单地设置更高的偏置电流，可以增加SOA的增益。然而，SOA增益曲线表明，在更高的SOA偏置电流下会出现增益饱和，这可能在放大过程中导致增益饱和引起的非线性信号失真。考虑到SOA增益与非线性信号失真之间的权衡，找到适合放大高速多电平信号的SOA偏置电流至关重要。
在0.01 nm分辨率带宽下，对56.25 GBaud的PAM - 4信号在半导体光放大器（SOA）放大前后的光谱进行了测量，结果如图4所示。图中，向SOA提供输入信号功率为 -10 dBm，偏置电流恒定为125 mA。使用可变光衰减器（VOA），在图中保持SOA前后相同的功率水平（在此情况下，SOA提供约17.3 dB增益），以便对SOA放大前后的光信噪比（OSNR）进行直接比较。我们可以看到，SOA放大后，光信噪比可能会降低约10 dB。然而，放大信号的测量光信噪比仍可高达42 dB，这鼓励了以高速率传输高阶调制格式，如PAM - 4或PAM - 8。此外，SOA在1310 nm中心波长下提供约70 nm的3-dB带宽。
图5展示了在背靠背系统中，接收光功率（ROP）为0 dBm时，对于输入到半导体光放大器（SOA）的三种不同输入功率，56.25 GBaud PAM-4、37.5 GBaud PAM-8和42 GBaud概率整形PAM-8（PS-PAM-8）信号的测量眼图。在整个实验过程中，PS-PAM-8信号的熵保持在2.675比特/符号，以便所有调制格式的总可实现数据速率具有可比性。为了缓解系统带宽限制，在接收端应用了32抽头前馈均衡器（FFE），其工作在采样速率下。在图5(a)中，对于-1 dBm的SOA输入信号功率，可以观察到明显的增益饱和，特别是对于PAM-8信号，PAM-8信号的第六至第八个幅度电平完全被压缩且难以区分。PS-PAM-8眼图表明，概率整形在高能量PAM电平下对SOA引起的模式效应和非线性压缩具有很强的抵抗力。减少输入信号的电平数，例如使用PAM-4，可以降低增益饱和效应的影响，但会以降低频谱效率为代价，这对更高带宽的光/电组件和高速数模/模数转换器（DAC/ADC）提出了要求。当SOA输入信号功率为-19 dBm时（图5(b)），SOA工作在未饱和区，SOA产生的放大自发辐射（ASE）噪声决定了所有调制格式下的系统性能。眼图证实，高阶调制格式需要更高的信噪比（SNR）才能达到相同的性能水平。与PAM-8相比，PS-PAM-8提供了略好的眼图张开度，这意味着概率整形在缓解SOA引起的ASE噪声方面的效果有限。与另外两种SOA输入功率相比，在-10 dBm时，对于本文考虑的所有调制格式，观察到了最佳的眼图张开度，这意味着优化输入功率和偏置电流对于在扩展光传输距离下获得最佳系统性能至关重要。
接下来，我们通过实验研究了半导体光放大器（SOA）的输入功率动态范围对系统性能的影响。在图6(a)中，我们绘制了约112.5 Gbit/s的PAM-4、PAM-8和PS-PAM-8信号在背靠背传输情况下，经前馈均衡器（FFE）均衡后，误码率（BER）与SOA输入功率的关系。SOA施加125 mA的恒定偏置电流，所有情况下的接收光功率（ROP）固定为0 dBm。在图中，PAM-4、PAM-8和PS-PAM-8信号的均衡后误码率性能分别用正方形、圆形和星形五角星标记表示。我们可以看到，在任何SOA输入信号功率下，PAM-8信号的性能在三种调制格式中是最差的，并且对于仅从 -7 dBm到 -13 dBm的SOA输入功率范围，它几乎无法达到前向纠错（FEC）硬判决低密度奇偶校验（HD - LDPC）误码率极限1×10−2，这支持了我们在图5中的发现，即PAM-8信号对线性和非线性失真更敏感，并且对信噪比要求更严格。与PAM-8不同，由于SOA的影响，PS-PAM-8对这种损伤具有鲁棒性，因为它在较宽的SOA输入功率范围（-1 dBm到 -15 dBm）内可以相当轻松地达到HD - LDPC级误码率性能，这对于在实际无源光网络（PON）场景中的实现很重要。PAM-4的误码率性能表明，SOA引起的失真仅在过饱和和未饱和SOA放大四级信号时引发严重问题。可以看出，所有多级调制格式都受到非线性和电平相关噪声的影响，均衡后的误码率趋势线表明，由于SOA饱和区和未饱和区的增益饱和效应和放大自发辐射（ASE）噪声，误码率性能会恶化。然而，只有当SOA输入功率处于最佳范围（-7 dBm到 -10 dBm）时，所有调制格式才能达到最佳误码率性能，因为该范围提供了评估增益饱和和ASE噪声折衷的最佳平衡点。因此，可以直观地得出结论，最小化误码率性能退化的最佳方法是优化输入到SOA的功率和/或实施更先进的信号处理技术。尽管这项工作侧重于下游操作，但上述结果表明，在HD - LDPC误码率极限下，PAM-4信号的SOA动态范围远高于18 dB，使其可能适用于突发模式操作。然而，与PAM-4信号相比，PS - PAM-8信号的SOA动态范围窄约3.5 dB（约14.5 dB）。要实现突发上游数据传输，需要更宽的SOA动态范围，因为由于光线路终端（OLT）和光网络单元（ONU）之间的各种路径长度，光信号功率水平因突发而异。在所提出的LR - PON设计中，可以使用远程节点中的共享或专用SOA实现放大的上游数据传输。在共享SOA配置中，位于远程节点中的单个SOA同时放大上游和下游数据，由于下游和上游信号之间的交叉增益调制（XGM），导致非线性信号失真，随着突发模式上游信号的开启和关闭，这种失真可能会变得更加严重，但文献34中已经提出了这种实现方案的可行性。另一方面，对于专用SOA配置，在远程节点中借助两个三端口光环形器使用两个单独的SOA，每个方向一个。在这种配置中，主要失真将是增益饱和引起的附加ASE和模式效应，如本文所述。
为了评估半导体光放大器（SOA）偏置电流对系统传输性能的影响，图6(b)展示了在50公里传输后，SOA输入功率为-10 dBm且接收光功率（ROP）为0 dBm时，几种SOA偏置电流下所有调制格式的32抽头前馈均衡器（FFE）均衡后的误码率（BER）结果。可以观察到，所有调制格式的误码率随着偏置电流的增加而下降。图6(b)的插图中所给的偏置电流为125 mA和250 mA时的PAM - 4眼图表明，在较高偏置电流下，放大自发辐射（ASE）噪声和非线性信号失真更高。可以看出，均匀PAM - 8信号在任何偏置电流下都无法达到硬判决低密度奇偶校验（HD - LDPC）误码率极限以下的误码率。另一方面，当SOA偏置电流设置为150 mA或更低时，概率整形PAM - 8（PS - PAM - 8）可以达到目标误码率水平1×10−2。在125 mA的偏置电流下，SOA在远程节点中放大高阶PAM信号或在光接入网络本地交换时提供17.3 dB的充足增益，这将在本文后续实验中选择使用。
在图7(a)中，我们展示了在背靠背传输链路情况下，约112.5 Gbit/s的脉冲幅度调制（PAM）信号的误码率（BER）与接收光功率（ROP）的函数关系。实验中，半导体光放大器（SOA）的偏置电流和输入信号功率分别恒定保持在125 mA和 -10 dBm。为了进行比较，在这种情况下，对于符号均衡，同时应用了前馈均衡器（FFE）和截断沃尔泰拉非线性均衡器（VNLE），分别用实线和虚线表示。值得一提的是，引入VNLE会显著增加数字信号处理（DSP）的复杂度。例如，一个N抽头FFE对一个PAM符号进行均衡需要N次乘法和N - 1次加法运算。另一方面，一个具有N个线性抽头和M个非线性抽头、考虑最多k个邻居的截断VNLE，对每个PAM符号的均衡需要
次乘法和
次加法。该图表示了56.25 GBaud PAM - 4、37.5 GBaud PAM - 8和42 GBaud概率整形PAM - 8（PS - PAM - 8）信号的误码率性能，分别用正方形、圆形和星形五角星标记表示。对于PAM - 4和PS - PAM - 8信号，我们可以看到VNLE的影响很小，因为与FFE相比，它没有提供任何实质性的增益。这表明当SOA在线性区域工作时，系统的带宽限制和放大自发辐射（ASE）噪声是系统性能损伤的主要来源。相反，PAM - 8的性能仍然受到残余SOA非线性的影响，因为在硬判决低密度奇偶校验（HD - LDPC）判决极限下，与FFE相比，VNLE可以提供约1.2 dB的增益。
最后，在图7(b)中，我们绘制了在长距离无源光网络（PON）应用中，经过50公里单模光纤（SMF）传输后，约112.5 Gbit/s的PAM-4、PAM-8和PS-PAM-8信号的均衡误码率结果。与背靠背传输情况不同，对于PAM-8和PS-PAM-8信号，使用截断沃尔泰拉非线性均衡器（VNLE）可以观察到误码率性能的改善。这可能是由于向光纤中高发射功率引起的非线性效应增强，以及半导体光放大器（SOA）啁啾与光纤色散之间的相互作用，这对PAM-8和PS-PAM-8信号更为不利。50公里后，PAM-8信号在接收光功率（ROP）为0 dBm时几乎无法达到硬判决低密度奇偶校验（HD-LDPC）级误码率性能。然而，使用VNLE，PS-PAM-8在ROP为 -5.5 dBm时可以达到1×10−2的HD-LDPC误码率极限，与前馈均衡器（FFE）相比，接收机灵敏度提高了约1.2 dB。此外，PAM-4信号在ROP约为 -7.05 dBm时，使用FFE或VNLE可以达到相同的性能水平。尽管PAM-4提供了最佳的误码率性能，但符号周期的缩短对更高的系统带宽、更低的抖动和低延迟数据处理提出了要求，这可能会潜在地增加实现成本和复杂度。考虑到输入功率为 -10 dBm和偏置电流为125 mA时SOA增益约为17.3 dB，以及1×10−2的HD-LDPC判决极限，对于PAM-4和PS-PAM-8信号，分别可以实现32.85 dB和31.3 dB的光功率预算，支持下一代无源光网络（NG-PON2）的C类2功率预算要求。使用FFE均衡后，PS-PAM-8仍能保证29 dB的与C类1兼容的功率预算。如前所述，长距离无源光网络（LR-PON）在50公里传输后的总功率预算是通过将馈线和接入预算相加得到的。在图7(c)-7(e)中，分别展示了在ROP为0 dBm时，使用VNLE恢复的PAM-4、PAM-8和PS-PAM-8符号的直方图。从PAM-4和PS-PAM-8的直方图中可以看出，与传统PAM-8相比，每个符号电平的概率密度函数（PDF）是不同的，且重叠明显减少。这表明与传统PAM-8信号相比，概率整形（PS）可以通过降低符号增益饱和的概率，提供对增益饱和的鲁棒性，从而使均衡后的直方图开口更清晰，符号间干扰（ISI）显著减少。
结论
总之，我们通过实验展示了在时分复用长距离无源光网络（TDM LR - PON）应用中，单通道112.5 Gbit/s的PAM - 4、PAM - 8和PS - PAM - 8信号在50公里传输后的下游传输情况。通过在远程节点（RN）中使用高发射功率和半导体光放大器（SOA）放大，我们分别使用T间隔截断沃尔泰拉非线性均衡器（VNLE）进行均衡后，对于PAM - 4和PS - PAM - 8信号，实现了32.85 dB和31.3 dB的光损耗预算，满足了下一代无源光网络2（NG - PON2）中C类2功率预算要求。使用T间隔前馈均衡器（FFE）进行均衡时，PS - PAM - 8调制的长距离无源光网络在50公里传输后仍能保证C类1功率预算要求。尽管截断VNLE对SOA非线性失真表现出一定的抗性，但更复杂和先进的数字信号处理（DSP）技术可能会进一步提升性能。
典型的时分复用无源光网络（TDM - PON）采用共享馈线光纤进行上游/下游传输，所有光网络单元（ONU）通过不同长度的配线光纤连接到远程节点（RN），以同时向光线路终端（OLT）发送/接收数据。这种配置使得上游流量到达呈突发式，而PON下游流量是连续的，如本文所述。然而，误码率结果表明，所提出的基于半导体光放大器（SOA）的长距离无源光网络（LR - PON）可以在较宽的动态范围内工作，使其适用于存在非线性模式效应时在远程节点中使用专用SOA（上游一个，下游一个）进行上游突发模式操作。如前所述，根据PON设计，上游操作也可以通过远程节点中的共享SOA实现，这将主要的SOA引起的非线性失真从模式效应转移到上游（下游）信号对下游（上游）信号引起的交叉增益调制（XGM）。在各种具有同时突发上游和连续模式下游数据的SOA配置下，量化SOA放大双向LR - PON的性能非常重要，这将成为我们未来研究的一个重要课题。然而，本文提出的关于大容量和长距离下游传输的关键结果对下一代100G LR - PON的发展具有重要意义。