高速信号处理中的预加重、去加重和均衡

高速信号调整技术
高速串行链路系统对信号的影响
- 趋肤效应
- 介质损耗
针对时钟的措施------展频
片内解决方案-均衡技术
- 发送端
- 接收端
- - [前馈均衡器(FFE,Feed-Forward Equalizer)](#前馈均衡器(FFE,Feed-Forward Equalizer))
  - [连续时间均衡器(CTLE,Continuous-Time Linear Equalizer)](#连续时间均衡器(CTLE,Continuous-Time Linear Equalizer))
  - - CTLE和FFE区别
    - CTLE和连续时间滤波器区别
  - [判决反馈均衡器(DFE,Decision Feedback Equalizer)](#判决反馈均衡器(DFE,Decision Feedback Equalizer))
  - - 为什么DFE可以对高频信号进行补偿且不会放大高频噪声
  - 自适应滤波均衡
  - 接收端均衡优点和局限性
- 发送端均衡与接收端均衡的对比
- 综合应用场景
眼图

高速信号调整技术

随着信号速率的提高，信号质量会朝两个方面恶化。一方面由于时钟周期变短，固有抖动所带来的影响变得严重，举例来说，对于1Gbps的信号，1个时钟周期为1ns，峰值为50ps的随机抖动不会给系统带来太大的影响；但是对于10Gbps的信号，1个时钟周期为100ps，50ps的随机抖动对系统的影响是致命的。另一方面，速率提升使得通道的损耗变大，码间干扰会变得更加严重。这篇文章主要针对码间干扰的产生以及如何消除码间干扰进行分析。码间干扰，又称ISI(Inter symbolinterference)，顾名思义是不同信号(码元)之间的干扰

高速信号的趋肤效应和传输线的介质损耗，使信号在传输过程中随着信号速率的增加受损很大，为了在接收终端能得到比较好的波形，就需要对受损的信号进行补偿。假设I/O电路的发射机送出一段快速翻转的方波信号，经过信道衰减之后，方波信号中的高频分量大量丢失，直观表现为"陡峭"的信号边沿变得"平缓"，使眼图闭合。

高速串行链路系统对信号的影响

当信号经过无源链路时，由于信道损耗（插损）、阻抗不连续（反射、回损）、其它信道的干扰（串扰）等，信号完整性受到破坏、信噪比（SNR）降低，以至于信号传递可能出现误码（BER）。影响SNR的还有振铃,EMI, 地弹, 开关电源噪声, 热噪声, 白噪声/闪烁噪声/随机噪声, 环境变化（温度、湿度，等）。

为什么要给高频信号整信号补偿技术：介质损耗、趋肤效应

趋肤效应

交变电流(alternating electric current, AC)通过导体时，由于感应作用引起导体截面上电流分布不均匀，愈近导体表面电流密度越大。这种现象称"趋肤效应"。趋肤效应使导体的有效电阻增加。频率越高，趋肤效应越显著。当频率很高的电流通过导线时，可以认为电流只在导线表面上很薄的一层中流过，这等效于导线的截面减小，电阻增大。

介质损耗

绝缘材料在电场作用下，由于介质电导和介质极化的滞后效应，在其内部引起的能量损耗叫介质损耗。在交变电场作用下，电介质内流过的电流相量和电压相量之间的夹角叫做介质损耗角，该角的正切值称为介质损耗因素。

在高速信号传输中，信号的高频分量衰减要比低频分量的衰减大很多，传输线路表现出来的特性像一个低通滤波器。如下图所示。

针对时钟的措施------展频

展频对象：EMMC、DDR、VB1、屏、

SSC：Spread Spectrum Clocking，展频时钟

SSCG：Spread Spectrum Clock Generator，展频时钟发生器

时钟展频通过频率调制的手段将集中在窄频带范围内的能量分散到设定的宽频带范围，通过降低时钟在基频和奇次谐波频率的幅度（能量），达到降低系统电磁辐射峰值的目的。

SSCG由于使用到展频等集成电路功能，会消耗能量。

时钟展频有三个主要的控制参数：调制速度（Modulation Rate）、调制深度（Modulation Depth）和调制方式（Modulation Profile）

片内解决方案-均衡技术

发送端

发送端均衡主要是在信号发送过程中（即数据通过传输介质之前），通过调整发送信号的频率响应、幅度等特性，预先对传输信道的损失或失真进行补偿。因为实现均衡的操作在信道传输前完成，这种方式也称为前向均衡。

发送端均衡的核心在于增强高频信号，同时减小低频信号的占比，从而对抗信道中可能出现的高频衰减 、码间干扰 （ISI）等问题。常见的发送端均衡技术包括预加重(Pre-emphasis)、去加重(De-emphasis)、

预加重(Pre-emphasis)

前面已经介绍过了，信号传输线表现出来的是低通滤波特性，传输过程中信号的高频成分衰减大，低频成分衰减少。预加重技术的思想就是在传输线的始端增强信号的高频成分，以补偿高频分量在传输过程中的过大衰减。我们知道，信号频率的高低主要是由信号电平变化的速度决定的，所以信号的高频分量主要出现在信号的上升沿和下降沿处，预加重技术就是增强信号上升沿和下降沿处的幅度。如下图所示。

应用举例：

PCIe、HDMI、USB、以太网等数字通信接口。
长距离信号传输中的高频补偿。

与预加重对应的有De-emphasis（解加重技术） ，通常和 Pre-emphasis 配合使用，发送时对跳变信号部分加重处理（强调高频）；接收端解加重（还原原始信号）。

上面三张图对预加重进行模拟，第一张图是做过预加重处理的原始波形，可以看到信号上升沿（即高频部分）比低频部分幅值大，第二张图是未经过信道的眼图，第三张图是经过10英寸背板（经过信道）的眼图，可以看到预加重抵消了信道的影响。

又比如下图所示，是一个12Gb/S的信号，经过板卡传输前后的眼图信号，左侧表示发送端的眼图，右侧表示经过板卡传输后接收端的眼图，接收端的眼图已经完全闭合了。

在上述信号的发送端进行预加重处理，如下图所示，左侧是发送端原始眼图，中间是预加重之后眼图，最大电压由600mv增大到1V以上了，右侧是接收到的眼图。

去加重(De-emphasis)

去加重技术的思想跟预加重技术有点类似，只是实现方法有点不同，预加重是增加信号上升沿和下降沿处的幅度，其它地方幅度不变；而去加重是保持信号上升沿和下降沿处的幅度不变，其他地方信号减弱。如下图所示。

去加重补偿后的信号摆渡比预加重补偿后的信号摆幅小，眼图高度低，功耗小，EMC辐射小。

如下图所示，在发送端使用去加重，中间是经过去加重处理后的眼图，最大电压减小到400mv，而右侧是接收端的眼图信号，依旧能够使眼睛睁开。

为什么一般都采用去加重而不是预加重

当前serdes发送端一般都采用去加重而不是预加重，我认为有以下几个考量：

1、预加重是有意增强信号跳变沿的信号幅度，增高高频分量，去加重是降低跳变沿之外的信号幅度，削弱低频分量，很显然预加重的功耗会大一点。
2、在经过连续相同电平的码元传输后，电容被持续充电，当下一个码元要翻转到相反电平时，这个翻转就可能无法达到目标电平，造成接收端错误。当然这种连续相同电平码元传输的情况已经通过编码、加扰等手段大概率避免了。
3、预加重增高高频分量，其对外辐射的能量更大，更容易引起串扰。
4、将信号放大的成本高于将信号减小的成本。

FIR（有限脉冲响应）滤波器

FIR（有限脉冲响应）滤波器适用于更复杂的发送端均衡，使用类似FIR滤波器的结构动态控制信号发送，使其传递出的信号能够更好地对抗信道中不同频率成分的非线性失真。

发送端均衡优点和局限性

优点：

简单高效：发送端均衡通常是固定参数或预处理的方式，硬件实现成本低，对信号处理负载小（因为信号在发送时直接处理）。
对信道损伤可提前补偿：通过对高频衰减的预补偿，可以从发送端解决部分信道问题，减少接收端的处理负担。

局限性：

灵活性有限：发送端均衡一般是基于固定的环境和信道特性设计的，无法动态适应接收端信道变化（例如长距离信号随距离不同损耗差异较大）。
适用场景有限：对噪声、码间干扰（ISI）等复杂信道问题的补偿作用有限，需要接收端配合进一步均衡优化。

接收端

接收端均衡是在信号经过传输介质后，在接收设备中根据收到的信号特性，对其进行实时补偿和矫正。接收端需要重建信号，并应对在信道中积累的失真、衰减、噪声、码间干扰等复杂问题。

前面介绍的预加重和去加重能很好的补偿信号在传输过程中的损耗，改善信号质量，但是预加重和去加重技术也存在一些缺陷，比如当线路上存在串扰时，预加重和去加重会将高频串扰分量放大，增大串扰的危害。为了弥补预加重和去加重技术的缺陷，后来就出现了均衡技术。

跟预加重和去加重不同，均衡技术在信号的接收端使用，它的特性相当于一个高通滤波器。其原理如下：

均衡器实际上是一个高通滤波器，下图是一个简单的高通滤波器，即均衡器。

均衡器通常是用滤波器来实现的，使用滤波器来补偿失真的脉冲，判决器得到的解调输出样本，是经过均衡器修正过的或者清除了码间干扰之后的样本。自适应均衡器直接从传输的实际数字信号中根据某种算法不断调整增益，因而能适应信道的随机变化，使均衡器总是保持最佳的状态，从而有更好的失真补偿性能。

接收端均衡主要负责从信道中已经失真的信号中提取原始信号信息，因此算法复杂度较高。常用技术包括：有源连续时间线性均衡器(CTLE,Continuous Time Linear Equalizer)，前馈均衡器(FFE,Feed-Forward Equalizer) ，判决反馈均衡器(DFE,Decision Feedback Equalizer)

前馈均衡器(FFE,Feed-Forward Equalizer)

前馈均衡器 (FFE)是一种数字域离散时间均衡器，常用于补偿通过信道后产生的符号间干扰 (ISI, Inter-Symbol Interference)。FFE通过改变前后比特对当前比特的影响来补偿ISI，FFE的数学特性跟加重一样，可以由FIR滤波器来表征，如下公式所示，其中P是前置系数的个数，N是滤波器系数的个数。

数字FIR滤波器、模拟FIR滤波器、连续时间滤波器，几种滤波器均属于前馈均衡器（FFE）。采用连续时间滤波器的前馈均衡器在减小了ISI的同时也放大了噪声，减小了噪声裕量。

工作原理：使用多个抽头（taps）采样接收信号的多个时刻，通过加权组合来抵消信号中由于码间干扰（ISI）和信道特性引起的失真。
应用场景：广泛用于高速通信中，比如 10G/25G/100G SerDes 接口或光纤通信。

FFE的特点：

离散时间实现 ：
- 前馈均衡器通常在线性数字滤波器的框架下实现，输入为采样后的数字信号。
- FFE 的输出是离散时间线性卷积的结果。
适应性 ：FFE通常基于可调的脉冲响应窗口大小进行设计，其系数Ck是时间序列权重：

其中x[n]是输入信号，Ck是前馈滤波器的系数（可以是固定的或通过自适应算法训练得到）。
补偿 ISI ：
- FFE可通过设计系数 (Ck) 来抑制由信号符号间的时间相关造成的干扰。
- 正向补偿不仅处理基本的高频衰减，还可以解决时序上的符号间干扰。
数字实现 ：
- FFE多在离散时间域（数字信号处理域）中通过FIR滤波器实现。
- 可结合自适应均衡器算法（如LMS, Least Mean Squares）来动态调节滤波器系数。

例如在力科示波器SDA仿真软件中，FFE的参数训练算法是Levenberg-Marquardt，以减小眼图中心高电平和低电平的范围为最小化目标来训练滤波器参数。在ISI较大的时候，眼图中会存在多个眼睛的现象或者眼图凹陷，因此眼图高电平和低电平的范围会很宽。因此基于Levenberg-Marquardt的算法能够尽量使眼图张开。

利用力科示波器对PRBS7信号经过20in背板后的眼图进行仿真，并利用SDA软件加载FFE对信号进行均衡，从上图可以看到加载FFT后的信号眼图张开了，测量可以发现FFE均衡将高电平的范围缩小了约一半。

数字FIR滤波器

接收端FIR滤波器也可以与发射端预加重FIR滤波器类似的方式实现。由于发射端处理的是离散信号，其FIR滤波器可以实现为数字滤波器。然而，离散信号经过有损信道之后会出现扭曲，到达接收端时候成了模拟信号，因此接收端滤波器应该在模拟域（Analog Domain）中实现。如图为数字 FIR 滤波器的实现框图。其中采样保持放大器(SHA)对信号进行采样，样本再由模数转换器（ADC）转换成数字信号。但由于乘法运算通常在数字域中实现，功耗很大。

该滤波器的实现遭遇了两个瓶颈：

（1）关键路径（Critical Path）限制了滤波器的工作速度，使其不过数百MHz。移相技术和并行技术即便可以减轻速度上的瓶颈，其波特率也被限制在1Gbps。
（2）在合适的功耗和面积前提下，位于前端的ADC的工作速度严重限制了均衡器的工作速度。当数据率达到GHz两级时，这些ADC将消耗大量的功耗和面积。这些瓶颈将 FIR 滤波器的应用局限在中间速率的接口中（如宽带调制解调器和硬盘驱动读取信道）。

模拟FIR滤波器

模拟串行链路中通常要求将数十个链路集成在一个芯片上，这就要求均衡器的功率做到足够小。模拟FIR滤波器无需额外的高速ADC，因此有可能实现低功耗高速度。如图所示为模拟FIR滤波器的原理框图

延迟线路可以由LC延迟线路实现，也可以由DLL或者PLL锁定的延迟线实现。加权相加功能由模拟乘法器实现。该滤波器同样存在一些瓶颈：

（1）速度同样被位于前端的采样保持电路限制
（2）延迟线的速度受其带宽限制，使得信号经受很大的衰减
（3）为很高的数据率提供精确的延迟时间也是一个严重的挑战。

连续时间滤波器

连续时间滤波器 (Continuous-Time Filter)是一种工作在连续时间域的系统，其功能是对输入的连续时间信号按照频率特性进行操作。它的作用是通过滤波器的传递函数H(s)对输入信号进行数学变换。滤波器的设计目标可以是滤波（保留感兴趣的频率成分，抑制其它频率）

常见的连续时间滤波器：

低通滤波器：允许低频信号通过，抑制高频。
高通滤波器：允许高频信号通过，抑制低频。
带通滤波器：允许特定频段的信号通过，抑制其他频率。
带阻滤波器：抑制指定频段的信号，通过其他频段。

主要特性：

通用性高：设计目标通常是一个固定的频率范围内的选择性处理（例如噪声抑制）。
输入不限：可以用于任何波形或信号（包括模拟信号和数字信号）。
实现方式 ：
- 可以用模拟电路（RLC、运算放大器）设计，工作在模拟信号域。
- 可以用数字电路在数字信号域设计，但原则上数字滤波器属于离散时间滤波器。

离散时间滤波器具有三个基本的缺陷：

（1）SHA限制了滤波器的速度
（2）SHA对时钟抖动的敏感性恶化了均衡器的性能
（3）采用离散时间滤波器的接收器需要额外的时钟源。而且，直到均衡功能完成之后，才可以精确地进行时钟对齐。为解决这个问题，串行链路采用具有分离的时钟和数据信道的源同步（Source-synchronous）接口来实现离散时间FIR均衡器。

由于无需采样保持电路，连续时间滤波器可以减轻以上采样和速率的问题。

前馈均衡器FFE和加重技术区别

FFE和加重技术在目的和作用上有些重叠，但在实现方式、应用位置和适用场景上存在显著差异：

前馈均衡器FFE和FIR滤波器区别

相似点：

数学模型相似 ：二者都基于 有限脉冲响应（FIR）滤波器，即通过权重和采样点间的有限组合实现信号处理。
承担均衡角色：二者的目标都是改善信号传输质量，仅在目标环境和补偿的失真类型上有所不同。
实现硬件类似：现代高速通信系统中，FIR滤波器和FFE的硬件实现（如DSP或专用逻辑电路）基本类似。

主要区别：

发送端 FIR 滤波器：作用在信号发送前对高频成分进行预补偿；是静态、基于信道损耗预估的简单均衡方法。
接收端 FFE：作用在接收端，动态实时分析接收信号质量，修复码间干扰等复杂损伤；实现上更复杂，需结合自适应技术。

连续时间均衡器(CTLE,Continuous-Time Linear Equalizer)

连续时间均衡器(CTLE)是一种模拟均衡器，类似一个高通滤波器，主要用于补偿高频信号在传输过程中因信道物理特性（如路径损耗、信号衰减、互连线、PCB等）导致的衰减问题。CTLE是通过调整模拟电路中的高频增益和低频衰减的特性曲线实现频率补偿。

工作原理：通过模拟滤波器实时调整接收信号幅度，补偿信道中不同频率响应的损耗（通常是增强高频）。
应用场景：常见于高速SerDes链路、光通信、高速接口标准（PCIe, SATA, Ethernet 等）。

CTLE 的特点有：

连续时间：CTLE工作在模拟信号域，通常是在接收器的模拟前端电路中，处理连续时间信号，而不是处理数字化的离散信号。
线性：CTLE是一种线性时不变系统，输出信号是线性滤波后的结果。
频率补偿 ：CTLE的主要功能是 高频提升和低频抑制 （通常实现为类似高通滤波器的行为）。其传递函数一般为：H(f) = G(f)，其中G(f)是频率选择性增益。
- 高频部分：通过增强信号能量来弥补高速信号中的衰减。
- 低频部分：可能会引入适当的衰减，避免低频部分过于强调。
模拟电路实现：CTLE通常基于模拟电路（如 RLC 网络或运算放大器设计），频率响应由电路参数决定。

时域/频域行为对比：

时域中，CTLE改变信号的形状，例如提升上升时间或下降时间。
频域中，CTLE通过增强高频成分对抗信道损耗。

以PCIE3.0协议规范为例，典型的数学表达式为：

利用CTLE调节高频/低频的衰减，频响示意图如下图，标红色点为零点，蓝色点为极点。可以明显看出在低频的时候衰减是几乎不变的，随着频率增高并越过零点后，衰减逐渐减小。两个极点之间有一个最大值，之后衰减又会增大，因此可以利用的频段便是前两段，通过配置零点和极点的值来确定信号中需要补偿衰减的频率范围，DC gain用来设置衰减幅值。通常像PCIE、USB、DP等高速串行协议，协会会在规范书中规定CTLE的零点、极点、DC gain值。

下图可以显示CTLE对信道函数的补偿作用，红色线为信道函数，呈现低通特性，绿色线为CTLE响应曲线，蓝色线为补偿后的响应曲线。可以看出补偿后的响应曲线在较宽的频率范围内都呈现平稳的特性。

仿真CTLE对经过20in背板的PRBS信号进行均衡的结果，右图为未经过均衡的信号，左图为经过均衡的信号。

可以看到原始信号因为受到信道低通特性影响，出现高频部分衰减大的现象，眼图中有"双眼皮"的现象，引起极大的ISI；而经过CTLE均衡以后的眼图质量得到极大的改善。从测量抖动结果来看，经过CTLE均衡后信号的ISI抖动降低了约三分之二。

CTLE的模拟参考电路如下所示，CTLE的变化特性要尽可能与信道损耗随频率变化特性刚好相反，即当信道发生变化时，CTLE的参数可能需要进行修改，以适应新的信道的频率响应。另外CTLE会放大高频信号，同时会放大高频噪声。

前文使用预加重和去加重使12Gb/S速率的信号经过板卡后的眼睛睁开，下图使采用CTLE的方式使眼睛睁开。左侧是发送端的眼图，中间是接收端接收的眼图，右侧是接收端的信号经过CTLE处理后的眼图，CTLE恢复的结果比较好。

CTLE和FFE区别

相似性：

本质功能：CTLE和FFE的主要功能是弥补信道中的信号劣化，提高接收端的信号质量。
线性均衡 ：它们都是线性均衡器，意味着对输入信号的处理符合线性滤波规则。
补偿频率衰减：都可以弥补信道中高频的损耗，恢复信号有限带宽中的频率成分。

根本区别：

CTLE是否属于FFE，从严格的概念来看：

实现方式和工作域的不同 ：CTLE工作在连续时间、模拟信号域 ，属于模拟域滤波器。FFE工作在离散时间、数字信号域，通常基于FIR滤波器。
功能上的部分重叠：在高速通信系统中，CTLE主要补偿信道频率特性（特别是高频部分的损失），其作用仅能满足信号的基础调整。而FFE可进一步在时域上深度优化符号间干扰，是CTLE无法完成的功能。

因此，CTLE严格来说不属于FFE，尽管它们在实际系统中常配合使用（CTLE对信号进行前置调节，随后交给数字域的FFE或其他均衡器进行进一步补偿）。在完整的高速信号链路均衡机制中，CTLE和FFE经常一起出现，各司其职：

CTLE：通常是链路均衡器的第一阶段，在模拟信号阶段补偿高频损失，增强高频成分。它作为模拟滤波器，直接影响信号形状，降低后续数字系统的复杂度。
FFE：布局在数字接收器部分的后续处理链。对受到符号间干扰（ISI）的信号进行深度补偿，改善最终的误码率。

实际设计时，CTLE与FFE的均衡能力和特性是协同作用的，它们互相配合以实现高速、低误码的通信链路。

CTLE和连续时间滤波器区别

在某种意义上，CTLE可以看作是一类连续时间滤波器的特例：

CTLE受控于信道特性：CTLE的设计目标是满足信道的均衡需求，因此它的频率响应是针对特定信道的，而普通连续时间滤波器的用途更加普遍。
高频行为突出：CTLE的传递函数通常对高频显著增强，而常规滤波器设计可以是低通、高通、带通等任意形式。
调整灵活性：相比普通滤波器固定的频率响应行为，CTLE通常会设计为参数可调以适应不同信道条件。

总结而言，连续时间滤波器 是一种通用的信号处理工具，可以适应音乐、图像、通信等各种场景，通常功能是按照频率段特性对输入信号进行保留或抑制。连续时间均衡器 (CTLE) 是一种专门为高速通信链路设计的模拟均衡器，针对信道高频衰减补偿起作用，用于增强数据信号的质量。

尽管CTLE本质上实现了滤波行为（尤其在高频补偿上），但它的设计目标和用途更加专一，是一种实现特殊功能的连续时间滤波器，使用场景更集中在高速通信领域。因此并不能简单等同于标准的通用连续时间滤波器。

判决反馈均衡器(DFE,Decision Feedback Equalizer)

诸如LTE的线性均衡器为了补偿信道的深度零点而增大增益从而也放大了噪声，因此在有深度谱零点的带通信道中线性均衡器性能不佳。然而对于这样的恶劣信道，判决反馈均衡器由于存在着不受噪声增益影响的反馈部分因而性能优于线性横向均衡器。

DFE属于非线性均衡，可以很好的适用于急剧变化的色散信道。通过减轻前面符号对当前符号的影响，从而减少当前符号的失真。

如上图，输入对应比特序列101的信号脉冲经过带限信道以后，在相同采样时刻，由于b[n-2]脉冲拖尾长，对b[n-1]产生了影响。将导致紫色曲线上经过信道后的0比特电平比原始b[n-1]的0比特电平高很多，容易引起误判。DFE可以将b[n-2]处的码元信息延迟反馈到输入信号，反馈机制可以减掉适当的电平值，就可以增加正确判断概率。与FFE前馈控制不同，DFE采取反馈的控制方式，工作流程如下：

DFE包含量化器、反馈滤波器以及决策器。在物理实现电路中，量化器功能类似于1bit ADC，对输入信号进行采样。反馈滤波器会将采样后的数据延迟并加权后补偿到输入信号中。最后决策器会进行逻辑判决。

工作原理：基于前面的判决结果动态预测和消除信号中由于码间干扰（ISI）和其他非线性效应带来的误差。
优点：对非线性失真或较长码间干扰的补偿效果显著。
局限性：算法复杂，需结合高速硬件设计。

判决反馈均衡的基本方法就是一旦信息符号经检测和判决以后，它对随后信号的于扰在其检测之前可以被估计并消减。其结构如图所示。包括两个抽头延迟滤波器：一个是前向滤波器(FFF)，另一个是反向滤波器(FBF)。其作用和原理与前面讨论的线性横向均衡器类似：FBF的输入是判决器的先前输出，其系数可以通过调整减弱当前估计中的码间干扰。其中FFF抽头系数的个数为L而FBF抽头系数的个数为M。

判决反馈均衡器(DFE)的结构具有许多优点，当判决差错对性能的影响可忽略时DFE优于线性均衡器，显而易见相对于线性均衡器加入判决反馈部分可得到性能上相当大的改善，反馈部分消除了由先前被检测符号引起的符号间干扰，例如相对于LTE较小的噪声增益和MSE,相对于MLSE和格型结构的低运算复杂度、相对于横向结构更容易达到稳态性能等等。然而DFE结构面临的主要问题之一是错误传播，错误传播是由于对信息的不正确判决而产生的，错误信息的反馈会影响FBF部分从而影响未来信息的判决；另一问题是移动通信中的收敛速度。

电路中DFE一般在CTLE之后。DFE的实现方式和FFE类似。DFE可以辅助CTLE改善信号质量，另外DFE可以实时地根据眼图的情况进行自适应调节，它可以用来补偿由于温度或者其他条件变化带来的链路和芯片(如CTLE)的变化，增加系统的稳定性。经过CTLE和DFE均衡后的眼图在实际的使用过程中，需要FFE、CTLE和DFE三者相互配合使用，尤其是在链路条件相对复杂的情况下。下面是一个比较恶劣的线路，在5GHz处，链路的插损达到了约33dB(相当于40inch FR4背板的损耗)。这个时候单纯靠FFE或者CTLE、DFE已经无法实现将眼图张开，这时候需要使用FFE+CTLE+DFE相互配合，使得在接收端的采样点处眼图能够完全张开，确保达到目标误码率。此外许多高速串行协议采取多个均衡或加重技术相结合，以保证更好的信号质量，如PCIE3.0或以上/DP UBHR采用了CTLE+DFE均衡方案；SERDES采用了Emphasis+CTLE的方案。

对经过15in FR4 PCB板的10Gb/s信号进行DFE均衡仿真，得到恢复后的信号，如下：

图中上面为原始经过15in PCB信号，下面为经过DFE均衡器后的信号，信号质量明显得到改善。

为什么DFE可以对高频信号进行补偿且不会放大高频噪声

与FFE类似，DFE也是通过数字高频滤波器实现的，各个支路的权重决定均衡的强度。DFE原理如下图所示，左图是采集的二进制010的波形，由于信道的影响，导致高电平之后的一段时间内，信号并不能马上衰减为0，DFE会把0.223、0.073这些值直接变为0，结果如右侧图形。

DFE是通过检测前面波形状态来补偿后续波形，导致其不能对前面的波形进行补偿。因此DFE能够消除Post-Cursor导致的码间串扰，不能消除Pre-Cursor导致的码间串扰问题，可以和接收端的FFE配合使用，来移除Pre-Cursor带来的码间串扰问题。

如下图所示，左侧是发送端眼图，中间是接收端没有经过处理的眼图，右侧是经过两个抽头的DFE处理后的眼图，眼睛张开了，但是边沿区域会有突起，这是因为DFE会将信号强行变为1或0，导致该区域比较尖锐。

下图是在接收端同时使用CTLE和一个抽头系数的DFE眼图，使用CTLE之后，眼睛只张开了一点，在经过一级DFE之后，眼睛已经张开，并且边沿区域也没有上图尖锐。

在使用FPGA的GTX收发数据时，也需要设置Pre-Cursor、Post-Cursor、接收幅度、滤波器类型等等，但是xilinx给用户提供了眼图扫描IP，只需要将所有参数扫描一遍，选择最优参数即可，不需要用户去计算各个参数的数值。

自适应滤波均衡

特点：通过动态调整均衡参数，使得接收端能够实时适应信道特性变化（如温度变化、噪声干扰强度等），提升均衡效果。
应用场景：现代高速通信系统，尤其是长距离和非固定环境信道中。

接收端均衡优点和局限性

优点：

灵活性高：接收端均衡可以动态调整参数和方法，实时应对信道中复杂且动态变化的信号问题。
精准补偿：可在接收端观测真正的信号失真，再通过算法进行针对性补偿，效果更显著。

局限性：

复杂度较高：接收端均衡通常需要较高的运算能力和硬件资源，尤其是高速通信场景中（例如 SerDes 接收器）。
处理延迟：部分复杂均衡算法可能引入较高延迟，并影响信号实时性。

发送端均衡与接收端均衡的对比

综合应用场景

在高速通信中，发送端均衡与接收端均衡通常协同使用，发挥各自的优势：

发送端（如 USB/HDMI/PCIe 信号）提前通过加重技术完成部分信道补偿，降低高频损耗。
接收端（如 FFE、DFE、CTLE 等）对信道未解决的失真问题进行深入补偿，包括复杂的码间干扰和非线性噪声影响。

这种分工方式可以更有效地提升信号质量，减少误码率（BER），同时优化硬件设计成本。

眼图

什么是码间串扰

如下图所示，本来发送端传输的序列是二进制1011，由于信道传输过程中的干扰，最终效果如下。从第二个数据（码元）开始，每个码元都会受到前后码元的影响，导致抽样点不仅有本码元的值，还有前后码元值的干扰。

形成眼图的原理

眼图是由于示波器的余辉作用，将扫描所得的每一个码元波形重叠在一起，从而形成眼图。具体为通过测量三bit数据的采样结果，绘制而成的图形。下图左侧表示三位二进制数据的各种采样结果，在实际传输中，边沿不是是垂直的，会有一定弧度。最终将左侧的8种状态叠加，得到右侧的波形图，被称为眼图。

观察眼图的方法是：用一个示波器跨接在接收滤波器的输出端，然后调整示波器扫描周期，使示波器水平扫描周期与接收码元的周期同步，这时示波器屏幕上看到的图形像人的眼睛，故称为 "眼图"。例如下图为经过信道的眼图。

眼图的中间部分被称为眼睛，眼睛张开越大，表示上升沿和下降沿变化的越快，码间串扰越小。在实际测试中，主要关心眼图的眼高和眼宽。

眼图中包含了丰富的信息，从眼图上可以观察出码间串扰和噪声的影响，体现了数字信号整体的特征，从而可以估计系统优劣程度，因而眼图分析是高速互连系统信号完整性分析的核心。另外也可以用此图形对接收滤波器的特性加以调整，以减小码间串扰，改善系统的传输性能。下图左侧是没有串扰的示波器眼图，右侧是有串扰的示波器眼图。

在无码间串扰和噪声的理想情况下，波形无失真，每个码元将重叠在一起，最终在示波器上看到的是迹线又细又清晰的"眼睛"，"眼"开启得最大。当有码间串扰时，波形失真，码元不完全重合，眼图的迹线就会不清晰，引起"眼"部分闭合。若再加上噪声的影响，则使眼图的线条变得模糊，"眼"开启得小了，因此，"眼"张开的大小表示了失真的程度，反映了码间串扰的强弱。由此可知，眼图能直观地表明码间串扰和噪声的影响，可评价一个基带传输系统性能的优劣。另外也可以用此图形对接收滤波器的特性加以调整，以减小码间串扰和改善系统的传输性能。

如何看眼图

通常眼图可以用上图所示的图形来描述，由此图可以看出：

（1）眼图张开的宽度决定了接收波形可以不受串扰影响而抽样再生的时间间隔。显然，最佳抽样时刻应选在眼睛张开最大的时刻。
（2）眼图斜边的斜率，表示系统对定时抖动（或误差）的灵敏度，斜率越大，系统对定时抖动越敏感。
（3）眼图左（右）角阴影部分的水平宽度表示信号零点的变化范围，称为零点失真量，在许多接收设备中，定时信息是由信号零点位置来提取的，对于这种设备零点失真量很重要。
（4）在抽样时刻，阴影区的垂直宽度表示最大信号失真量。
（5）在抽样时刻上、下两阴影区间隔的一半是最小噪声容限，噪声瞬时值超过它就有可能发生错误判决。
（6）横轴对应判决门限电平。

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