反馈的过程
当副边的输出电压升高时，TL431参考端电压（R端）电压也会升高，使得TL431的导通量增加，同时光耦内部的发光二极管流过的电流也会增大，进而使得光耦三极管导通量增加，相连的电源IC电压反馈引脚VFB电压降低，则PWM控制器控制开关MOS引脚的输出占空比降低，输出电压就会降低。当副边输出电压降低的时候，调节过程会相反。
反馈参数静态工作点的计算
R6的计算
假设输出电压VOUT是12V。TL431内部是由各种晶体管构成的，如图所示
参考电压端连接运放的同相输入端，要想其稳定工作，参考输入端的电流一般是2uA左右，VREF=2.5V，为了避免此端口电流影响分压比以及电阻热噪声的影响，一般取流过电阻R6的电流为参考端电流的100倍数以上。
考虑到功耗的要求，R6希望大一些，综合考虑，R6为10k
R5的计算
输出电压为VOUT=12V，TL431的VREF=2.5V，通过R5和R6的电流近似相等，则有：
计算R3
TL431内部需要供电才能正常工作，R3是为TL431供电的电阻。正常时候光耦那一路在给TL431进行供电，但光耦电流也有很小的时候，在光耦电流接近零的时候，R3要能为431进行供电。
光耦的压降一般为1.2V左右，当光耦的电流接近零的时候，R1上面基本上无压降，此时R3上面的压降是1.2V. 下图数据手册中可以得知IKA=1~100mA;
同时考虑到功耗，取R3为1K.
计算R1
R1的取值要保证芯片控制端取得所需要的电流（假设最小电流为1mA，并且PC817的CTR=0.8-1.6,取最低0.8，CTR光耦的传输比），要求流过光二极管的最小电流：
TL431的阳极与阴极之间的电压差为2.5V，光耦原边二极管的压降为1.2V.
光耦原边二极管最大导通电流在50mA左右，TL431的为100mA左右，选择流过R1的最大电流为50mA
总结来说：
TL431工作在线性区状态；
参考端电压由R5和R6的电阻分压确定，与内部2.5V的基准电压源进行比较；正常情况下，参考端R端的电压在2.5V上下波动；
参考端R端的电压越高，则TL431 VKA的阻抗越小，即KA两端电压越低；KA两端电压，不会低于基准电压2.5V，参考端R端的电压越低，则会相反。
关于TL431的工作原理可以参考这篇文章：
TL431的稳压原理和用法，仿真验证_t431是如何稳压-CSDN博客
动态反馈补偿计算
R5,C4形成一个在原点的极点，用于提升低频增益，来限制低频（100HZ）纹波和提高输出调整率。R4,C4形成一个零点，来提升相位，放在带宽频率的前面增加相位裕度，具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少。R4,C4的频率越低，其提升的相位越高，最大只有90度，但在其频率很低时候低频增益也会减低，一般放在带宽的1/5出，可以提升约78度相位。
下面链接关于环路设计可以进行学习参考：
合輯 電源環路補償控制器與線路之基本概念與設計 1~9 合輯 (僅是整合，方便連續觀看，並加大音量，沒有重錄哦！)_哔哩哔哩_bilibili
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