【5G无线接入技术系列】七、传输信道处理

传输信道处理

[1. 总览](#1. 总览)
[2. 信道编码](#2. 信道编码)
- [2.1. 传输块CRC添加](#2.1. 传输块CRC添加)
- [2.2. CB分段](#2.2. CB分段)
- [2.3. 信道编码](#2.3. 信道编码)
[3. 速率匹配和物理层HARQ](#3. 速率匹配和物理层HARQ)
[4. 加扰](#4. 加扰)
[5. 调制](#5. 调制)
[6. 层映射](#6. 层映射)
[7. 上行DFT处理](#7. 上行DFT处理)
[8. 多天线处理](#8. 多天线处理)
- [8.1. 下行预处理](#8.1. 下行预处理)
[9. 资源映射](#9. 资源映射)
[10. 下行保留资源](#10. 下行保留资源)
[11. 参考信号RS](#11. 参考信号RS)
- [11.1. 基于OFDM上/下行的DM-RS](#11.1. 基于OFDM上/下行的DM-RS)
- [11.2. 基于预编码DFT OFDM上行DM-RS](#11.2. 基于预编码DFT OFDM上行DM-RS)
- [11.3. 相位跟踪参考信号PT-RS](#11.3. 相位跟踪参考信号PT-RS)

本文将深入解析下行链路与上行链路的物理层功能实现细节，包括信道编码、信号调制、多天线预编码技术、资源块映射机制以及参考信号架构等关键环节。

1. 总览

物理层为MAC层提供传输信道服务。在下行链路中，NR系统定义了三种传输信道类型：下行共享信道(DLSCH) 、寻呼信道(PCH)和广播信道(BCH) ，其中后两种在非独立组网模式下不会启用。上行链路则仅配置一种传输信道------上行共享信道(UL-SCH)，用于承载传输块。NR的传输信道处理架构与LTE类似(参见下图)，上下行处理流程基本一致。下图展示的结构适用于下行链路的DL-SCH、BCH和PCH，以及上行链路的UL-SCH。

在每个传输时间间隔(TTI)内，物理层最多接收两个动态调整大小的传输块，并通过无线接口在每个分量载波上进行传输。值得注意的是，两个传输块的应用仅限于下行链路，且主要在超高信噪比环境下配合超过四层的空间复用技术使用。因此，实际应用中每个分量载波和TTI通常只处理单个传输块。

传输块处理流程如下：首先附加CRC校验码实现错误检测，随后采用LDPC编码进行纠错。通过速率匹配(包含物理层混合ARQ功能)根据调度资源调整编码比特数量。加扰后的编码比特经调制器处理，最终将调制符号映射到包含空域在内的物理资源上。上行链路还可选配DFT预编码功能。上下行链路的主要差异(除DFT预编码仅适用于上行链路外)集中体现在天线映射方案及相关参考信号配置方面。

接下来本文将详细阐述每个处理步骤。需要注意的是，载波聚合中每个载波的处理流程是相同的，因此本文描述适用于所有载波。此外，上行链路和下行链路的处理步骤基本一致，我们将统一说明处理过程，仅在必要时指出两者之间的差异。

2. 信道编码

下图概述了信道编码的基本流程，具体细节将在后续展开说明。该流程主要包括以下步骤：首先为传输块添加CRC校验码用于差错检测，接着进行码块分割。随后对每个分割后的码块分别执行LDPC编码和速率匹配操作，其中速率匹配包含物理层混合ARQ处理。最终将所有处理完成的比特序列串联，形成完整的编码后传输块比特流。

2.1. 传输块CRC添加

在物理层处理的第一步，会为每个传输块计算并附加循环冗余校验码（CRC）。该CRC可用于接收端检测解码后传输块中的错误，例如可被混合自动重传请求协议用作触发重传请求的依据。

CRC的位数取决于传输块大小：对于超过3824比特的传输块采用24位CRC，较小传输块则使用16位CRC以降低开销。

2.2. CB分段

NR协议中，LDPC编码器对码块尺寸设定了上限（基图1为8424比特，基图2为3840比特）。当传输块尺寸超过该上限时，系统会启动如下图所示的码块分割流程，将带CRC的传输块分割为多个等长码块。

码块分割过程中，系统会为每个分割后的码块计算并添加独立的24比特CRC（该CRC算法与传输块CRC不同）。值得注意的是，当传输块无需分割时，则不会添加码块级CRC。

关于传输块CRC的必要性存在讨论：在码块分割场景下，多个码块CRC理论上应能反映整个传输块的正确性，传输块CRC似乎会造成冗余开销。但实际设计中，为支持码块组(CBG)重传机制（通过仅重传出错码块组提升频谱效率），必须建立码块级的差错检测机制。即便未启用CBG重传，终端设备仍可利用码块CRC在重传时选择性解码，降低处理负担。此外，传输块CRC提供了额外的差错检测保护层。考虑到码块分割仅应用于大型传输块场景，此时传输块CRC带来的额外开销占比相对较小。

2.3. 信道编码

LDPC码（低密度奇偶校验码）是一种高效的信道编码方案。该技术最早可追溯至20世纪60年代，但在沉寂数十年后于90年代重新受到关注。相比LTE采用的Turbo码，LDPC码在保持相近纠错性能的同时，具有更低的实现复杂度------特别是在高码率场景下------因此被NR标准采纳。

LDPC码的核心特征是其稀疏的奇偶校验矩阵 H \bf{H} H，满足 H c T = 0 \bf{Hc^T}=0 HcT=0（c为有效码字）。这种稀疏特性不仅简化了解码过程，也是其性能优势的关键。校验矩阵通常用二分图表示： n n n个变量节点与 ( n − k ) (n-k) (n−k)个约束节点相连，这种表示方法揭示了 ( n , k ) (n,k) (n,k)LDPC码的多项特性，也是NR规范中"基图"概念的来源。

NR标准采用了具有双对角结构的准循环LDPC码。这种结构的校验矩阵核部呈双对角排列，使解码复杂度与编码比特数呈线性关系，同时简化了编码操作。标准定义了两个基图（BG1和BG2）来适应不同场景需求：

BG1：支持码率1/3-22/24（约0.33-0.92）
BG2：支持码率1/5-5/6（约0.2-0.83）

通过打孔技术，最高码率可扩展至0.95。基图选择基于首次传输的目标块大小和码率（见上图）。

基图及其基础矩阵构成了LDPC码的通用框架。为支持多样化载荷尺寸，标准定义了51种提升尺寸和移位系数组合。具体实现时：

选定提升尺寸 Z Z Z
基础矩阵中的"1"替换为循环移位的 Z × Z Z×Z Z×Z单位矩阵
"0"替换为 Z × Z Z×Z Z×Z零矩阵

对于非标准载荷尺寸，可采用填充位机制：编码前添加已知填充位，传输前移除这些系统码中的冗余位。这种设计在保持结构统一性的同时，实现了对各类载荷尺寸的灵活支持。

3. 速率匹配和物理层HARQ

速率匹配与物理层混合自动重传请求(HARQ)功能主要实现两个目标：一是调整编码比特数量以适配传输资源分配，二是生成混合ARQ协议所需的不同冗余版本。PDSCH或PUSCH传输的比特数受多个因素影响，包括调度的资源块数量、OFDM符号数量，以及用于参考信号、控制信道等用途的资源元素数量。在下行链路中，还可通过预留资源实现未来兼容性，这会减少PDSCH可用资源元素。

速率匹配以代码块为单位独立执行。处理时首先对固定数量的系统比特进行删余，删余比例最高可达系统比特的1/3(具体取决于代码块大小)。随后按下图所示顺序将剩余编码比特写入环形缓冲区：先写入保留的系统比特，再接入校验比特。传输时从环形缓冲区特定起始位置读取比特，不同冗余版本(RV)对应不同的起始位置。通过选择不同RV，可生成代表相同信息的不同编码比特集，实现增量冗余的混合ARQ机制。环形缓冲区的起始点设计确保RV0和RV3都具有自解码能力(通常包含系统比特)，这也解释了下图中RV3位于"九点钟方向"的布局，该设计能使传输包含更多系统比特。

接收端的软合并是HARQ的关键环节。接收到的编码比特软值会被缓存，若需重传则与新的编码比特联合解码。这种方式不仅能累积Eb/N0增益，还能通过不同传输尝试引入新校验比特，降低软合并后的实际码率，获得编码增益。

考虑到软缓存资源利用率，系统采用上图所示的有限缓存速率匹配机制：循环缓冲区仅保留接收端可缓存的比特量，其容量由设备软缓存能力决定。对于下行链路，设备只需缓存码率不超过2/3的最大传输块对应的软比特。该限制仅适用于最大传输块，较小传输块仍可缓存母码率的所有软比特。

上行链路在gNB内存充足时支持全缓存速率匹配，也可通过RRC信令配置采用与下行链路相同的有限缓存方案。

速率匹配的最后步骤是比特交织和码块级联。循环缓冲区的比特按行写入块交织器后按列读出，交织器行数由调制阶数决定，确保每列比特对应一个调制符号(见上图)。这种设计使系统比特均匀分布于各调制符号，提高传输性能。最后将所有码块的比特进行级联输出。

4. 加扰

加扰技术通过将混合自动重传请求输出的编码比特块与特定加扰序列相乘来实现。若不采用该技术，接收端信道解码器可能无法区分干扰信号与目标信号，导致干扰抑制效果不佳。通过为下行链路相邻小区或上行链路不同设备分配不同加扰序列，可使解扰后的干扰信号呈现随机特性，从而充分发挥信道编码的处理增益优势。

PDSCH和PUSCH的加扰序列生成取决于设备标识(C-RNTI)及配置的数据加扰标识。当未配置数据加扰标识时，系统默认采用物理层小区标识，确保同一小区内及跨小区相邻设备使用不同的加扰序列。特别地，在下行链路传输中，当支持四层以上传输需要发送两个传输块时，系统会为这两个传输块分配不同的加扰序列。

5. 调制

调制步骤将加扰比特块转换为对应的复数调制符号块。系统支持的调制方案包括上行和下行链路均可使用的QPSK、16QAM、64QAM和256QAM。此外，在上行链路中，当采用DFT预编码时还支持π/2-BPSK调制，这种设计能有效降低立方度量，从而提升功率放大器效率------尤其在覆盖受限场景下具有显著优势。需要注意的是，若无DFT预编码，π/2-BPSK既不被支持也不具备实用价值，因为此时立方度量主要受OFDM波形特性支配。

6. 层映射

层映射的目的是将调制符号分配到不同传输层。其实现方式与LTE相似：第 n n n个符号直接映射到第 n n n层。单个编码传输块最多可映射至四层。对于支持五至八层的下行链路配置，第二个传输块按照相同规则映射到第五至第八层。

需要注意的是，多层传输仅适用于采用NR基准波形OFDM的情况。当上行链路使用DFT预编码时，仅支持单层传输。这种限制主要基于两方面考虑：一是接收机复杂度问题（带DFT预编码的多层传输复杂度远高于无预编码情况）；二是DFT预编码最初的设计目标------解决覆盖受限场景。在此类场景中，由于接收信噪比较低，无法有效实现空间复用，因此无需为单个设备提供空间复用支持。

7. 上行DFT处理

DFT预编码仅在上行链路中可配置。对于下行链路以及采用OFDM的上行链路传输，该处理步骤是透明的。

当上行链路应用DFT预编码时（如上图所示），分配给传输的M个符号块会经过大小为M的DFT处理，其中M对应使用的子载波数量。DFT预编码的主要作用是降低发射信号的立方度量（Cubic Metric），从而提升功率放大器的效率。

从实现复杂度考虑，将DFT尺寸限制为2的幂次方最为理想。但这会降低调度器在上行链路资源分配时的灵活性。为平衡两者，NR系统延续了LTE的折中方案：允许DFT尺寸（即资源分配大小）为2、3、5的整数乘积。例如，支持60、72和96等尺寸，但不支持84等尺寸。这种设计使得DFT可以通过低复杂度的基2、基3和基5FFT组合来实现。

8. 多天线处理

多天线预编码的目的是通过预编码矩阵将不同传输层映射到一组天线端口。在NR（新空口）中，下行链路和上行链路的预编码及多天线操作存在差异，除CSI（信道状态信息）报告外，基于码本的预编码步骤仅在上行链路方向可见。

8.1. 下行预处理

在下行链路传输过程中，解调参考信号(DMRS)与PDSCH采用相同的预编码处理（如下图所示）。这意味着接收端无法单独观测预编码操作，而是将其视为整体信道响应的一部分。实际上，从终端设备的角度来看，所有下行链路的多天线预编码都可归为这类透明空间滤波的范畴。

在CSI上报场景中，终端设备可以假设网络侧采用了特定的预编码矩阵 W \bf{W} W。此时设备会认为该预编码器将信号映射至用于测量上报的CSI-RS天线端口。需要注意的是，网络侧仍保留着为数据传输选择最优预编码器的自主权。

针对接收端波束成形（或多接收天线场景下的不同空间特性），系统可配置DM-RS端口组（即PDSCH传输天线端口）与CSI-RS/SS块传输天线端口之间的准共址(QCL)关系。调度分配中的传输配置索引(TCI)会明确指定适用的QCL关系，实际上就是指示终端应采用哪个接收波束。关于这部分内容，第12章将给出更详细的阐述。

解调参考信号在调度的资源块内传输，终端设备通过这些参考信号来估计信道特性------包括应用于PDSCH的预编码W和空间滤波F。理解参考信号传输间的相关性（既包含无线信道本身的相关性，也包含预编码器引入的相关性）具有实际意义，终端设备可利用这些相关性信息来提高信道估计的准确性。

在时域方面，设备不能对PDSCH调度时机之间的参考信号相关性进行任何假设。这一要求确保了波束成形和空间处理在调度过程中具备完全的灵活性。

在频域方面 ，设备可以获得相关性指导。这种指导通过物理资源块组(PRG)实现：在单个PRG的频率范围内，设备可假设下行预编码器保持不变，并利用该特性进行信道估计；但不同PRG之间则不能做出此类假设。

这表明预编码灵活性与信道估计性能之间存在权衡关系------较大的PRG尺寸能提升信道估计精度，但会降低预编码灵活性，反之亦然。因此，gNB可为设备配置PRG尺寸，可选值包括：2个资源块、4个资源块或整个调度带宽(如下图底部所示)。配置方式包括：

固定配置单一数值，适用于所有PDSCH传输
通过DCI动态指示PRG尺寸

此外，当调度带宽超过带宽部分的一半时，设备可被配置为假设PRG尺寸等于调度带宽。

从调度角度看，多天线预编码在上行链路中具有可视性，因为网络能够为终端设备指定预编码矩阵 W \bf{W} W，而设备需将此矩阵应用于PUSCH传输。这一机制通过DCI中的预编码信息和天线端口字段实现。预编码器会将不同传输层映射至网络指定的已配置SRS天线端口，实际操作中，该SRS通常与网络用于信道测量（基于此测量结果选择预编码器）的SRS相同。这种技术被称为基于码本的预编码，因为所使用的预编码矩阵W是从预设码本中选出并通过显式信令传输的。值得注意的是，终端设备自主选择的空间滤波器F也可视为预编码操作，虽然它不受网络直接控制，但网络可通过DCI中的SRS资源指示器（SRI）来约束F的选择范围。

此外，网络还可采用非码本预编码方案。在此模式下， W \bf{W} W为单位矩阵，预编码功能完全由终端设备推荐的空间滤波器F实现。

9. 资源映射

资源块映射将每个天线端口上待传输的调制符号，映射到MAC调度器为本次传输分配的资源块集合中的可用资源单元上。一个资源块包含12个子载波宽度，通常由多个OFDM符号和资源块共同完成传输。具体使用时频资源由调度器决定。但调度资源块内的部分或全部资源单元可能无法用于传输信道，这些资源被用于：

• 解调参考信号（多用户MIMO场景下可能包含其他协同调度设备的参考信号）；

• 其他类型参考信号如CSI-RS和SRS；

• 下行L1/L2控制信令；

• 同步信号与系统信息；

• 下行预留资源（用于实现前向兼容性）。

调度器通过虚拟资源块集合和OFDM符号集合指示传输所需的时频资源。调制符号采用"频域优先-时域次之"的映射方式，这种设计能有效降低传输时延，支持收发双方实时处理数据。在高数据速率传输场景下，每个OFDM符号包含多个码块，设备可并行处理：在接收下一符号时解码当前符号数据，同时在发送前序符号时组装后续符号，形成高效的流水线处理机制。若采用时域优先映射则无法实现这种优势。

虚拟资源块将被映射到带宽部分中的物理资源块。根据具体使用的带宽部分，可确定载波资源块及其精确频点位置（参见上图）。这种虚拟/物理资源块的双重映射机制本质上是为适应多样化业务场景需求而设计的。

虚拟资源块到物理资源块的映射支持两种模式：

非交织映射（上图上部）：直接将带宽部分中的虚拟资源块映射到同带宽部分的物理资源块，适用于需要根据瞬时信道条件优选物理资源的场景。
交织映射（上图下部）：通过跨越整个带宽部分的交织器实现映射，具体采用资源块对或四元组可通过高层信令配置。

交错映射的主要优势在于实现频率分集：

对于语音等小型资源分配业务，通过频域分散传输可避免信道状态反馈的开销问题，同时采用更紧凑的资源分配类型1（仅支持连续资源块分配）能显著降低控制信令开销。
对于大规模资源分配，交错映射可将连续虚拟资源块分散到多个物理资源块，有效均衡码块间的信道质量差异，提高大传输块的解码成功率。这一特性对NR尤为重要，因为其数据速率远高于LTE。

上行链路方面，Release 15仅支持连续资源分配，因此交错映射仅适用于下行传输。上行链路的频率分集可通过跳频方案实现：时隙前半段在指定资源块传输，后半段在偏移配置的另一组资源块传输，这一功能可通过调度DCI动态控制。

10. 下行保留资源

新无线电(NR)的一项关键设计要求是保持前向兼容性，这意味着未来可以轻松引入扩展功能和技术，而不会与已部署的NR网络产生兼容性问题。为实现这一目标，NR采用了多项技术措施，其中下行链路中的预留资源配置是最重要的手段之一。预留资源是指半静态配置的时频资源，物理下行共享信道(PDSCH)传输时会自动避开这些区域。

NR系统支持三种预留资源配置方式：

基于LTE载波参考配置：适用于LTE/NR频谱共存场景，使NR传输能避开LTE载波的小区特定参考信号；
基于控制资源集(CORESET)引用；
使用位图组合配置；

上行链路虽不直接配置预留资源，但可通过调度机制避免在某些资源上传输。

当采用CORESET引用方式时，预留资源与配置的CORESET区域完全重合。基站(gNB)可动态指示这些资源是否可用于PDSCH传输，因此这类预留资源无需周期性出现，可按需使用。

第三种位图配置方式的基本时域单元为一个或两个时隙，通过两套位图实现精确配置（见上图）：

时域位图(bitmap-2)：标记时隙/双时隙内的OFDM符号
频域位图(bitmap-1)：在bitmap-2选定的符号范围内，标记需要预留的资源块(12个资源元素组成的频域单元)

资源集在载波级定义时，bitmap-1长度与载波资源块总数匹配；在带宽部分定义时，则由该部分的带宽决定。bitmap-1配置的资源块预留具有全或无特性，即一个资源块内的所有元素要么全部预留，要么全部可用。

预留资源的实际使用状态可通过半静态或动态方式控制。半静态控制采用第三个位图(bitmap-3)，其时间粒度为bitmap-2的周期长度(1-2个时隙)，总周期为40个时隙，从而形成{bitmap-1, bitmap-2, bitmap-3}的三元组配置体系。

对于动态激活的速率匹配资源集，调度分配中的指示符会标明该配置对当前传输是否有效。值得注意的是，该动态指示适用于任意时长的传输(包括短于一个时隙的情况)，其作用仅针对特定调度分配期间是否激活预留资源。（见下图）

终端设备最多可配置8个不同的资源集，每个资源集既可采用CORESET引用方式，也可采用位图方式配置。通过组合多个资源集，可实现更复杂的预留模式(如下图示例)。

虽然最多支持8个可动态激活的资源集配置，但调度分配中仅包含2个指示符。每个动态资源集需分配到其中一个或两个指示符组，同组资源集将同时被激活/去激活。上图展示了三个资源集的分配示例(注：该示例仅为说明用途，并非实际部署场景)。

11. 参考信号RS

参考信号是预定义的特殊信号，固定占据下行时频网格中的特定资源元素。NR标准定义了多种传输方式各异的参考信号，分别服务于接收设备的不同功能需求。

相比LTE主要依赖持续发送的小区公共参考信号来完成相干解调、CSI报告中的信道质量评估以及常规时频同步，NR采用了更精细化的设计：针对不同功能需求配置不同类型的下行参考信号。这种设计不仅使每种参考信号都能针对特定用途进行优化，同时也符合NR"按需发送"的超精简传输理念。虽然LTE后期版本在这方面也有所改进，但NR能够更彻底地实施这一理念，因为它无需考虑传统设备的兼容性问题。

NR系统包含的主要参考信号类型包括：

PDSCH解调参考信号(DM-RS)：专用于终端侧的信道估计以实现相干解调，仅出现在PDSCH传输占用的资源块中。类似地，PUSCH DM-RS用于基站对PUSCH的相干解调。
相位跟踪参考信号(PT-RS)：作为DM-RS的补充扩展，主要用于相位噪声补偿。其时间密度高于DM-RS但频率密度较低，且必须与DM-RS配合使用。
CSI参考信号(CSI-RS)：下行专用参考信号，用于终端获取下行信道状态信息。特定配置的CSI-RS还可用于时频同步和移动性测量。
跟踪参考信号(TRS)：稀疏配置的参考信号，专用于辅助终端进行时频同步。某些CSI-RS配置可兼任TRS功能。
探测参考信号(SRS)：终端发送的上行参考信号，用于基站进行上行信道状态估计。

下文将重点阐述PDSCH和PUSCH相干解调所用的DM-RS，首先介绍OFDM系统下的参考信号结构。值得注意的是，OFDM模式下上下行采用相同的DM-RS结构；而对于上行DFT扩频OFDM，则采用基于Zadoff-Chu序列的参考信号（类似LTE方案），这种设计能提升功放效率，但仅支持连续资源分配和单层传输（后续章节将详细讨论）。

11.1. 基于OFDM上/下行的DM-RS

NR中的DM-RS提供了相当大的灵活性以适应不同的部署场景和用例：前导设计以实现低延迟、支持多达12个正交天线端口的MIMO、传输时长为2至14个符号、以及每时隙最多四个参考信号实例以支持超高速场景。

为降低时延，将解调参考信号置于传输起始位置（前导参考信号）具有明显优势。这种设计使接收机能够快速获取信道估计，并在获得信道信息后实时处理接收符号，无需等待完整时隙的数据缓冲。这与数据在资源元素上采用频域优先映射的设计理念完全契合。

系统提供两种主要时域结构，区别在于首个DM-RS符号的定位方式：

映射类型A：首个DM-RS固定位于时隙的第2或第3个符号，其位置相对于时隙边界确定（与数据传输的实际起始位置无关）。该类型适用于数据占据（大部分）完整时隙的场景。下行选择第2或3符号的原因是将首个DM-RS置于时隙起始的CORESET之后。
映射类型B：首个DM-RS与数据传输起始位置对齐，即DM-RS位置由数据位置而非时隙边界决定。这种设计专门支持部分时隙传输以实现超低时延，以及其他需要即时启动（无需等待时隙边界）的传输场景（但适用于任意时长的传输）。

对于PDSCH传输，映射类型可通过DCI动态指示；而PUSCH的映射类型则采用半静态配置方式。

虽然前导参考信号在降低延迟方面具有优势，但在信道快速变化场景下其时间域密度可能不足。为支持高速场景，可配置每时隙最多三个额外DM-RS实例。接收机信道估计器可利用这些额外实例实现更精确的信道估计（例如进行时隙内实例间插值）。但时隙间或不同传输实例间无法进行插值，因为不同时隙可能传输至不同设备和/或采用不同波束方向。这与LTE形成对比------LTE支持时隙间信道估计插值，但相比NR其多天线和波束成形灵活性受限。

上图展示了DM-RS的不同时域分配方案，包括单符号和双符号DM-RS。双符号DM-RS主要用于提供比单符号结构更多的天线端口（如下文所述）。需注意DM-RS的时域位置取决于调度数据时长，且上图所示模式并非全部适用于PDSCH（例如PDSCH的映射类型B仅支持2/4/7符号时长）。

每个DM-RS实例可生成多个正交参考信号，通过频域和码域实现信号分离（双符号DM-RS还支持时域分离）。系统提供两种解调参考信号配置方案（类型1和类型2），两者的频域映射方式和最大正交信号数量存在差异：类型1单符号DM-RS最多支持4个正交信号，双符号支持8个；类型2则分别为6个和12个。值得注意的是，参考信号类型（1/2）与映射类型（A/B）是相互独立的参数，可以自由组合使用。

为保障参考信号覆盖频段的信道估计质量一致性，频域上的参考信号需保持较小的功率波动。这意味着时域上的参考信号必须具备高度聚焦的自相关特性。在OFDM调制系统中，通常采用伪随机序列（特别是长度为2^31-1的Gold序列）来满足这一要求。

该序列会在所有公共资源块(CRB)上生成，但仅在实际传输数据的资源块上发送。这种设计确保在多用户MIMO场景中（如上图所示），当多个设备共享时频资源时，它们能使用相同的基础序列（实际实现中会在伪随机序列基础上叠加正交序列来生成多个正交参考信号）。若共调度设备采用不同的基础伪随机序列，将破坏参考信号的正交性。

伪随机序列通过可配置的标识符生成（类似于LTE的虚拟小区ID），未配置时默认使用物理层小区ID。以类型1参考信号为例（如上图），基础伪随机序列会被映射到参考信号OFDM符号中隔一的子载波上（如上图所示的前导参考信号场景）。天线端口1000和1001分别使用频域的偶数和奇数子载波，通过在基础序列上乘以不同的2阶正交序列实现分离，从而生成两个正交参考信号。只要无线信道在连续四个子载波内保持平坦，这两个信号在接收端仍能维持正交性。

天线端口1000和1001属于CDM组0，因为它们使用相同的子载波，但通过不同的正交序列在码域实现分离。天线端口1002和1003的参考信号属于CDM组1，采用相同方式在奇数子载波上生成，即在CDM组内通过码域分离，在CDM组间通过频域分离。当需要四个以上的正交天线端口时，会改用两个连续的OFDM符号。上述结构在每个OFDM符号中重复使用，并通过长度为2的正交序列将码域分离扩展到时域，最终最多可生成八个正交序列。

解调参考信号类型2（见上图）在结构上与类型1相似，但存在关键差异。最显著的区别在于支持的天线端口数量：类型2的每个CDM组由两个相邻子载波组成，通过长度为2的正交序列区分共享同一组子载波的两个天线端口。每个资源块采用两对这样的子载波构成一个CDM组。考虑到资源块包含12个子载波，单个OFDM符号内最多可配置3个CDM组，每组包含两个正交参考信号。若复用第二个OFDM符号并采用与类型1相同的时域长度为2的序列，类型2最多可生成12个正交参考信号。

与类型1相比，类型2在结构设计上存在明显差异：类型1采用更高的频域密度，而类型2则通过降低频域密度来提升复用容量，从而支持生成更多正交参考信号。这种设计优化特别适用于多用户MIMO场景，能够实现向更多设备的同时传输。

参考信号结构的确定由动态调度和高层配置共同完成。当配置双符号参考信号时，下行控制信息会明确指示设备使用单符号还是双符号参考信号。调度决策中还会包含其他设备使用的参考信号信息（具体指CDM组分配情况，如上图所示）。被调度设备在映射数据时，必须规避分配给自身和其他设备的参考信号资源单元。这种设计有效支持多用户MIMO场景下的动态协同调度调整。

对于单用户MIMO（即同一设备的多层空间复用），采用相同处理原则：每层数据都会避开预留给该设备其他CDM组的资源单元，从而避免参考信号造成的层间干扰。

该参考信号机制适用于上下行链路。需要注意的是，在上行基于预编码器的传输中，由于上行参考信号是在预编码前施加的，实际发射的参考信号是上述结构的预编码后版本。

11.2. 基于预编码DFT OFDM上行DM-RS

DFT预编码OFDM系统专为覆盖受限场景设计，仅支持单层传输。为保障上行链路性能，该系统特别注重维持低立方度量以提高功率放大器效率，这导致其参考信号结构与常规OFDM方案存在显著差异。由于频分复用参考信号会增大立方度量而影响功放效率，该系统采用时分复用方案------在时隙内分配专用OFDM符号传输DM-RS参考信号，与PUSCH数据分开传输。这种设计通过优化参考信号结构，确保在传输符号内维持低立方度量特性。

在时域映射方面，该系统沿用配置类型1的方案。鉴于其单层传输特性和覆盖优化的设计目标，无需支持配置类型2的高阶多用户MIMO功能。相应地，参考信号序列仅需针对实际传输的物理资源块进行定义，而不必像常规OFDM方案那样覆盖所有公共资源块。

为获得均匀的信道估计质量，上行参考信号需保持较小的频域功率波动。常规OFDM采用伪随机序列来实现这一目标，而DFT预编码OFDM还需兼顾时域功率波动的约束以维持低立方度量。此外，参考信号序列需要具备足够数量，以支持多小区多设备调度需求。Zadoff-Chu序列完美契合这些要求：通过在频域施加不同线性相位旋转（如上图所示），可基于特定组索引和序列索引派生出多个参考信号序列。这一机制与LTE系统保持兼容，确保了设计的延续性。

11.3. 相位跟踪参考信号PT-RS

相位跟踪参考信号（PT-RS）作为DM-RS的扩展功能，主要用于追踪传输周期（如时隙）内的相位变化。这类相位变化主要来源于振荡器的相位噪声，在较高载波频率下表现尤为明显。作为NR特有的参考信号类型，其设计背景可归因于两点：LTE使用的较低载波频率导致相位噪声问题较轻，以及LTE中可通过小区特定参考信号实现相位跟踪功能 。鉴于PT-RS的核心用途是相位噪声跟踪，其配置特点为时域密集而频域稀疏，且必须与DM-RS配合使用，需经网络显式配置才会激活。值得注意的是，其具体结构会因采用OFDM或DFTS-OFDM调制方式而有所区别。

在OFDM场景下，PDSCH/PUSCH资源分配中首个参考符号（正交序列应用前）起始于分配的首个OFDM符号，并以L个符号为间隔重复出现。重复计数会在每个DM-RS位置重置，因为DM-RS后无需立即配置PT-RS。

时域密度采用可配置方式，与调度的MCS相关联 。
频域配置方面，PT-RS采用稀疏结构，每间隔2-4个资源块传输一次。其频域密度与传输带宽呈反比关系：带宽越大，密度越低。当带宽低于阈值时则不传输PT-RS。

为避免不同设备间的PT-RS冲突，其子载波编号和资源块位置由设备的C-RNTI决定。传输使用的天线端口则选取DM-RS天线端口组中编号最小的端口。上图展示了多种PT-RS映射实例。

对于上行DFT预编码OFDM，相位跟踪参考信号的样值在DFT预编码前插入，其时域映射原则与纯OFDM保持一致。